オペアンプ

オペアンプ

初期の人気を博した集積オペアンプμA741
タイプ	ディスクリート回路 集積回路
発明家	カール・D・スワーツェル・ジュニア
ピン名	V +非反転入力 V −反転入力 V出力​ V S+正電源[注 1] V S−負電源[注 1]
電子シンボル
代表的なオペアンプの回路図シンボル。ピンは上記のようにラベル付けされています。

オペアンプ（op amp）は、差動入力、（通常は）シングルエンド出力^[1]、および非常に高いゲインを備えたDC結合電子電圧増幅器です。その名前は、アナログコンピュータで数学演算を実行するために元々使用されていたことに由来しています。

負帰還を使用することで、オペアンプ回路の特性（ゲイン、入力および出力インピーダンス、帯域幅、機能性など）を外部コンポーネントで決定することができ、オペアンプ自体の温度係数や工学的許容誤差にほとんど依存しなくなります。この柔軟性により、オペアンプはアナログ回路の一般的な構成要素となっています。

今日、オペアンプは民生用、産業用、科学用電子機器で広く使用されています。標準的な集積回路オペアンプの多くは数セントのコストで済みますが、特殊な性能仕様を持つ統合型またはハイブリッド型のオペアンプの中には100ドルを超えるものもあります。 ^[2]オペアンプはコンポーネントとしてパッケージ化されることもあれば、より複雑な集積回路の要素として使用されることもあります。

オペアンプは差動アンプの一種です。その他の差動アンプの種類には、完全差動アンプ（シングルエンド出力ではなく差動出力のオペアンプ）、計装アンプ（通常 3 つのオペアンプで構成）、絶縁アンプ（入力と出力がガルバニック絶縁されている）、負帰還アンプ（通常 1 つ以上のオペアンプと抵抗帰還ネットワークで構成）などがあります。

アンプの差動入力は、電圧V ₊の非反転入力 (+)と電圧V ₋の反転入力 (-)で構成されます。理想的には、オペアンプは 2 つの電圧の差のみを増幅します。この差は差動入力電圧と呼ばれます。オペアンプの出力電圧V _outは、次の式で表されます。

${\displaystyle V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{+}-V_{-}),}$

ここで、A _{OL はアンプの}オープン ループゲインです(「オープン ループ」という用語は、出力から入力への外部フィードバック ループが存在しないことを意味します)。

A _OLの大きさは、通常、非常に大きくなります (集積回路オペアンプの場合は 100,000 以上、+100  dBに相当)。したがって、 V ₊とV _−の差がわずか数マイクロボルトであっても、アンプがクリッピングまたは飽和する可能性があります。A _OLの大きさは製造プロセスによって十分に制御されないため、オープンループ アンプをスタンドアロンの差動アンプとして使用することは実用的ではありません。

負帰還なし、および再生用のオプションの正帰還なしで、オープンループオペアンプはコンパレータとして機能しますが、コンパレータICの方が適しています。^{[3]反転入力がグランド（0 V）に保持}され、非反転入力に適用される入力電圧V _inが正の場合、出力は最大の正になります。V _inが負の場合、出力は最大の負になります。

予測可能な動作が必要な場合は、出力電圧の一部を反転入力に適用することで、負帰還を使用します。閉ループフィードバックにより、回路のゲインが大幅に減少します。負帰還を使用すると、回路全体のゲインと応答は、オペアンプの特性ではなく、主にフィードバック ネットワークによって決まります。フィードバック ネットワークが、オペアンプの入力インピーダンスに比べて値が小さいコンポーネントで構成されている場合、オペアンプの開ループ応答A _OLの値は、回路のパフォーマンスに重大な影響を与えません。このコンテキストでは、入力端子での高い入力インピーダンスと出力端子での低い出力インピーダンスは、オペアンプの特に便利な機能です。

入力、出力、フィードバック回路を備えたオペアンプ回路の入力に対する応答は、数学的には伝達関数によって特徴付けられます。望ましい伝達関数を持つオペアンプ回路を設計することは、電気工学の領域です。伝達関数は、アナログ コンピューターなど、オペアンプのほとんどのアプリケーションで重要です。

右側の非反転増幅器では、電圧分割器 R _f、R _{gを介した負帰還の存在により}、閉ループ利得 A _CL  = V _out / V _inが決まります。 V _{out が反転入力を}V _inと同じ電圧に引き上げるのにちょうど十分なときに平衡が確立されます。したがって、回路全体の電圧利得は1 + R _f / R _gです。簡単な例として、V _in  = 1 V および R _f  = R _gの場合、V _{out は2 V になり、これは}V _{− を}1 V に保つために必要な量とまったく同じです。R _f、R _gネットワークによって提供される帰還のため、これは閉ループ回路です。

この回路を解析する別の方法は、次のような（通常は有効な）仮定を立てることによって進む：^[4]

1. オペアンプが線形（つまり、飽和していない）モードで動作する場合、非反転（+）ピンと反転（−）ピン間の電圧差は無視できるほど小さくなります。
2. (+) ピンと (-) ピンの入力インピーダンスは、回路内の他の抵抗よりもはるかに大きくなります。

入力信号V _{in は仮定1に従って(+)ピンと(-)ピンの両方に現れ、その結果}R _gを流れる電流iはV _in / R _gに等しくなります。 $${\displaystyle i={\frac {V_{\text{in}}}{R_{\text{g}}}}}}$$

キルヒホッフの電流法則によれば、ノードに入る電流と同じ電流がノードから出なければならないとされており、（−）ピンへのインピーダンスは仮定2によりほぼ無限大であるため、実質的に同じ電流iのすべてがR _fを流れ、出力電圧を生成すると 仮定できる。$${\displaystyle V_{\text{out}}=V_{\text{in}}+iR_{\text{f}}=V_{\text{in}}+\left({\frac {V_{\text{in}}}{R_{\text{g}}}}R_{\text{f}}\right)=V_{\text{in}}+{\frac {V_{\text{in}}R_{\text{f}}}{R_{\text{g}}}}=V_{\text{in}}\left(1+{\frac {R_{\text{f}}}{R_{\text{g}}}}\right)}$$

項を組み合わせることで、閉ループゲインA _CLを決定します。 $${\displaystyle A_{\text{CL}}={\frac {V_{\text{out}}}{V_{\text{in}}}}=1+{\frac {R_{\text{f}}}{R_{\text{g}}}}}$$

理想的なオペアンプは通常、次のような特性を持つと考えられています。^{[5] [6] [7]}

• 無限開ループゲイン G = v _out / v _in
• 入力インピーダンス R _inは無限大なので、入力電流はゼロ
• ゼロ入力オフセット電圧
• 無限の出力電圧範囲
• ゼロ位相シフトと無限スルーレートによる無限帯域幅
• 出力インピーダンス R _{out が}ゼロなので、出力電流範囲は無限大
• ノイズゼロ​
• 無限同相除去比（CMRR）
• 無限の電源除去比。

これらの理想は、次の 2 つの黄金律で要約できます。

1. 閉ループでは、出力は入力間の電圧差をゼロにするために必要なことすべてを実行します。
2. 入力にはゼロ電流が流れる。^{[8] : 177}

最初のルールは、オペアンプが閉ループ設計（負帰還、つまり出力から反転入力に何らかの信号経路がフィードバックする）で使用される通常の場合にのみ適用されます。これらのルールは、オペアンプ回路の解析や設計における最初の近似値としてよく使用されます。^{[8] : 177}

これらの理想はどれも完璧に実現できません。実際のオペアンプは、オペアンプ モデル内の等価抵抗器とコンデンサを使用して、無限またはゼロ以外のパラメータでモデル化できます。設計者は、これらの影響を最終的な回路の全体的なパフォーマンスに組み込むことができます。一部のパラメータは最終的な設計にほとんど影響を与えないことが判明するかもしれませんが、他のパラメータは最終的なパフォーマンスの実際の制限を表します。

実際のオペアンプはさまざまな点で理想的なモデルと異なります。

有限ゲイン

実際のオペアンプでは、オープン ループ ゲインは有限です。一般的なデバイスでは、オープン ループ DC ゲインは 100,000 を超えます。ループ ゲイン(つまり、オープン ループ ゲインとフィードバック ゲインの積) が非常に大きい限り、クローズド ループ ゲインは負のフィードバックの量によって完全に決定されます (つまり、オープン ループ ゲインとは無関係になります)。クローズド ループ ゲインが非常に高くなければならない (オープン ループ ゲインに近づく) アプリケーションでは、フィードバック ゲインは非常に低くなり、このような場合のループ ゲインが低いと、回路の動作が理想的ではなくなります。

非ゼロ出力インピーダンス

低出力インピーダンスは、低インピーダンス負荷にとって重要です。これらの負荷では、出力インピーダンスでの電圧降下によって、オープン ループ ゲインが実質的に低下します。電圧検知負帰還を備えた構成では、アンプの出力インピーダンスが実質的に低下します。したがって、線形アプリケーションでは、オペアンプ回路は通常、非常に低い出力インピーダンスを示します。

低インピーダンス出力では通常、出力段で高い静止電流（アイドル電流）が必要となり、より多くの電力を消費するため、低電力設計では意図的に低出力インピーダンスを犠牲にする場合があります。

有限入力インピーダンス

オペアンプの差動入力インピーダンスは、 2 つの入力間のインピーダンスとして定義されます。コモンモード入力インピーダンスは、各入力からグランドまでのインピーダンスです。MOSFET入力オペアンプには、小さなしきい値を超える入力差を効果的に短絡する保護回路が備わっていることが多いため、テストによっては入力インピーダンスが非常に低く見えることがあります。ただし、これらのオペアンプが一般的な高ゲイン負帰還アプリケーションで使用される限り、これらの保護回路は非アクティブになります。以下に説明する入力バイアスとリーク電流は、一般的なオペアンプ アプリケーションにとってより重要な設計パラメータです。

入力容量

寄生容量による追加の入力インピーダンスは、入力インピーダンスを低下させ、位相シフトを引き起こす可能性があるため、高周波動作では重大な問題となる可能性があります。

入力電流

バイアス要件またはリークにより、少量の電流^{[nb 2]}が入力に流れ込みます。回路で高抵抗または高出力インピーダンスのソースを使用すると、これらの小さな電流によって大きな電圧降下が発生する可能性があります。入力電流が一致し、両方の入力から見たインピーダンスが一致している場合、各入力の電圧は等しくなります。オペアンプは入力間の差に基づいて動作するため、これらの一致した電圧は影響しません。入力電流がわずかに一致していない方が一般的です。この差は入力オフセット電流と呼ばれ、抵抗が一致していても、小さなオフセット電圧(以下の入力オフセット電圧とは異なります) が発生する可能性があります。このオフセット電圧によって、オペアンプにオフセットまたはドリフトが発生する可能性があります。

入力オフセット電圧

入力オフセット電圧は、出力電圧をゼロにするためにオペアンプの入力端子に必要な電圧です。^{[9] [nb 3]}完璧なアンプでは、入力オフセット電圧は存在しません。しかし、オペアンプの差動アンプ入力段の不完全性のために、入力オフセット電圧は存在します。入力オフセット電圧は 2 つの問題を引き起こします。まず、アンプの高電圧ゲインのため、入力端子が相互に配線されている場合でも、負帰還なしで動作させると、アンプの出力が飽和することが事実上確実になります。次に、閉ループの負帰還構成では、入力オフセット電圧が信号とともに増幅されるため、高精度の DC 増幅が必要な場合や入力信号が非常に小さい場合に問題が発生する可能性があります。^{[nb 4]}

コモンモードゲイン

完璧なオペアンプは、2 つの入力間の電圧差のみを増幅し、両方の入力に共通するすべての電圧を完全に除去します。ただし、オペアンプの差動入力段は完璧ではないため、これらの共通電圧がある程度増幅されます。この欠陥の標準的な測定は、コモンモード除去比(CMRR) と呼ばれます。コモンモード ゲインの最小化は、高ゲインで動作する非反転アンプでは重要です。

電源遮断

完璧なオペアンプの出力は、電源電圧の変動の影響を受けません。実際のオペアンプには、オペアンプが電源のノイズが出力に伝わるのをどれだけうまく除去できるかを表す有限の電源除去比(PSRR) があります。周波数が高くなると、電源除去比は一般的に悪化します。

温度の影響

アンプの性能と特性は、通常、温度の変化によってある程度変化します。入力オフセット電圧の温度ドリフトは特に重要です。

ドリフト

実際のオペアンプのパラメータは、時間の経過や温度、入力条件などの変化によってゆっくりと変化します。

有限帯域幅

すべてのアンプには、有限の帯域幅があります。第一近似として、オペアンプはゲイン付き積分器の周波数応答を備えています。つまり、一般的なオペアンプのゲインは周波数に反比例し、ゲイン帯域幅積(GBWP) によって特徴付けられます。たとえば、GBWP が 1 MHz のオペアンプは、200 kHz でゲインが 5、1 MHz でゲインが 1 になります。この動的応答とオペアンプの非常に高い DC ゲインが組み合わさって、オペアンプは、GBWP をDC ゲインで割った値で示される、非常に高い DC ゲインと低いカットオフ周波数を持つ 1 次ローパス フィルタの特性を備えています。

オペアンプの帯域幅が限られているため、次のような問題が発生する可能性があります。

安定性

帯域幅の制限に関連して、入力信号とアンプの出力との間の位相差があり、これがフィードバック回路の一部で発振を引き起こす可能性があります。たとえば、同じ周波数の入力信号と破壊的に干渉することを意図した正弦波出力信号は、180 度遅延すると建設的に干渉し、正のフィードバックを形成します。このような場合、フィードバック回路は周波数補償によって安定化することができ、これにより開ループ回路のゲインまたは位相マージンが増加します。回路設計者は、別の回路コンポーネントを使用してこの補償を外部に実装できます。あるいは、オペアンプの高周波ゲインを十分に減衰させる支配的な極を追加することで、オペアンプ内に補償を実装することもできます。この極の位置は、メーカーによって内部的に固定される場合もあれば、オペアンプ固有の方法を使用して回路設計者が構成する場合もあります。一般に、支配的な極の周波数補償により、オペアンプの帯域幅がさらに狭まります。必要な閉ループ ゲインが高い場合、必要な開ループ ゲインが十分に低いため、オペアンプの周波数補償は必要ないことがよくあります。したがって、高い閉ループゲインを持つアプリケーションでは、より高い帯域幅のオペアンプを利用できます。

歪みやその他の効果

帯域幅が制限されると、高周波数でのフィードバック量も減少し、周波数が高くなるにつれて歪みと出力インピーダンスが高くなります。

一般的な低コストの汎用オペアンプは、数メガヘルツの GBWP を示します。数百メガヘルツの GBWP を実現できる特殊で高速なオペアンプも存在します。非常に高周波の回路では、電流フィードバック オペアンプがよく使用されます。

ノイズ

アンプは、信号が印加されていない場合でも、本質的にノイズを出力します。これは、デバイスの内部熱ノイズやフリッカー ノイズが原因である可能性があります。高ゲインまたは高帯域幅のアプリケーションでは、ノイズが重要な考慮事項となり、パフォーマンス要件を満たすには、固有ノイズを最小限に抑えるように特別に設計された低ノイズ アンプが必要になる場合があります。

飽和

出力電圧は、電源電圧に近い最小値と最大値に制限されます。^[注5]古いオペアンプの出力は、電源レールの1〜2ボルト以内に達することがあります。いわゆるレールツーレールオペアンプは、低出力電流を供給する場合、電源レールのミリボルト以内まで到達することができます。^[10]

スルーレート制限

アンプの出力電圧は、最大変化率であるスルーレートに達します。これは通常、ボルト/マイクロ秒 (V/μs) で指定されます。スルーレート制限が発生すると、入力信号がそれ以上増加しても出力の変化率には影響しません。スルーレート制限は通常、入力段の飽和によって発生します。その結果、アンプ内のキャパシタンスC (特に周波数補償を実装するために使用されるキャパシタンス) を駆動する定電流i が発生します。スルーレートは、 d v /d t = i / Cによって制限されます。

スルーイングは、オペアンプの大信号性能に関連しています。たとえば、ゲイン 10 に構成されたオペアンプを考えてみましょう。入力が 1  V、100 kHz の鋸波であるとします。つまり、振幅は 1  V、周期は 10 マイクロ秒です。したがって、入力の変化率 (つまり、傾き) は 0.1 V/マイクロ秒です。10 倍の増幅後、出力は 10  V、100 kHz の鋸波になり、対応するスルー レートは 1  V/マイクロ秒になります。ただし、従来の741オペアンプのスルー レート仕様は 0.5  V/マイクロ秒であるため、鋸波の 10 マイクロ秒周期で出力が 5 V を超えて上昇することはありません 。したがって、出力を測定すると、 10 V、100 kHz のノコギリ波ではなく、5 V、100 kHz のノコギリ波になります 。

次に、同じアンプと 100 kHz ののこぎり波を考えてみましょう。ただし、入力振幅は 1 V ではなく 100 mVです。10 倍の増幅後、出力は 1  V、100 kHz ののこぎり波となり、対応するスルー レートは 0.1  V/マイクロ秒になります。この例では、スルー レートが 0.5 V/マイクロ秒の 741 が 入力を適切に増幅します。

最新の高速オペアンプは、 1 マイクロ秒あたり 5,000 V を超えるスルー レートを持つことができます。ただし、オペアンプのスルー レートは 1 マイクロ秒あたり 5 ～ 100 V の範囲にあるのが一般的です 。たとえば、汎用 TL081 オペアンプのスルー レートは 1 マイクロ秒あたり 13 V です。一般に、低電力および狭帯域幅のオペアンプはスルー レートが低くなります。たとえば、LT1494 マイクロパワー オペアンプは 1.5 マイクロアンペアを消費しますが、ゲイン帯域幅積は 2.7 kHz、 スルー レートは 0.001 V/マイクロ秒です。

非線形の入力と出力の関係

出力電圧は入力電圧の差に正確に比例しない可能性があり、歪みが発生します。この影響は、実質的な負帰還が使用される実際の回路では非常に小さくなります。

位相反転

一部の集積オペアンプでは、公表されているコモンモード電圧に違反すると（例えば、入力の1つが電源電圧の1つに駆動されるなど）、出力が通常の動作で予想される極性とは逆の極性に変化することがあります。^{[11] [12]}このような状況では、負帰還が正帰還になり、回路がその状態でロックアップする可能性があります。

出力電流制限

出力電流は有限である必要があります。実際には、ほとんどのオペアンプは、デバイスの損傷を防ぐために出力電流を制限するように設計されています。通常、タイプ 741 IC オペアンプの場合は約 25 mA です。最新の設計は、以前の実装よりも電子的に堅牢であり、出力で直接短絡が発生しても損傷を受けないものもあります。

制限された出力電圧

出力電圧はオペアンプに供給される電源電圧を超えることはできません。ほとんどのオペアンプの最大出力は、出力回路の制限によりさらにいくらか減少します。レールツーレールオペアンプは最大出力レベル用に設計されています。^[10]

出力シンク電流

出力シンク電流は、出力段にシンクできる最大電流です。一部のメーカーは、出力電圧と出力シンク電流のグラフを提供しており、別のソースから出力ピンに電流をシンクしているときの出力電圧がわかります。

限られた消費電力

出力電流はオペアンプの内部出力インピーダンスを流れ、放散しなければならない熱を発生します。オペアンプが電力を放散しすぎると、温度が安全限度を超えて上昇します。オペアンプはシャットダウンしなければならず、そうしないと損傷する危険があります。

最新の統合FETまたはMOSFETオペアンプは、入力インピーダンスと入力バイアス電流に関して、バイポーラ IC よりも理想的なオペアンプに近似しています。バイポーラは一般に、入力電圧オフセットに関して優れており、ノイズも低いことがよくあります。一般に、室温で、かなり大きな信号と制限された帯域幅の場合、FET および MOSFET オペアンプの方が優れたパフォーマンスを発揮します。

多くのメーカーが供給し、複数の類似製品に使用されているバイポーラトランジスタオペアンプの例として、1968年にフェアチャイルドセミコンダクターのデビッド・フルガーがボブ・ウィドラーのLM301集積回路設計に基づいて設計した741集積回路があります。 ^{[13]この議論では、}ハイブリッドπモデル のパラメータを使用して、トランジスタの小信号、接地エミッタ特性を特徴付けます。このモデルでは、トランジスタの電流ゲインはh _feで表され、一般的にはβと呼ばれます。^[14]

741オペアンプは小規模集積回路であり、ほとんどのオペアンプと同様に3つのゲインステージからなる内部構造を共有している。 ^[15]

1. 差動増幅器（濃い青で囲まれている）—コモンモード信号の除去、低ノイズ、高入力インピーダンスを備えた高差動増幅（ゲイン）を提供し、
2. 電圧増幅器（マゼンタで囲まれた部分）—高電圧ゲイン、単極周波数ロールオフを提供し、次に
3. 出力アンプ (シアン色と緑色で囲まれている) —出力電流制限および出力短絡保護とともに、高電流ゲイン (低出力インピーダンス) を提供します。

さらに、電流ミラー(赤で囲んだ部分) バイアス回路と補償コンデンサ (30 pF) も含まれています。

入力段は、カスケード接続された差動増幅器（濃い青で囲まれている）とそれに続く電流ミラーアクティブ負荷で構成されています。これはトランスコンダクタンス増幅器を構成し、Q1、Q2のベースにおける差動電圧信号をQ15のベースへの電流信号に変換します。

これには、相反する要件を満たす 2 つのカスケード接続されたトランジスタ ペアが含まれます。最初のステージは、高入力インピーダンスを提供するマッチングされた NPNエミッタ フォロワペア Q1、Q2 で構成されます。2 番目は、望ましくないミラー効果を排除するマッチングされた PNP共通ベースペア Q3、Q4 で、アクティブ負荷Q7 とマッチングされたペア Q5、Q6 を 駆動します。

このアクティブ負荷は、修正されたウィルソン電流ミラーとして実装されています。その役割は、（差動）入力電流信号を、付随する 50% の損失なしでシングルエンド信号に変換することです（オペアンプのオープンループゲインを 3 dB 増加させます）。^{[注 6]}したがって、Q3 と Q4 の小信号差動電流は、電圧ゲイン段の入力である Q15 のベースで合計（2 倍）されて表示されます。

(クラス A) 電圧ゲイン段 (マゼンタで囲まれている) は、ダーリントン構成で接続された 2 つの NPN トランジスタ Q15 と Q19 で構成され、Q12 と Q13 によって形成された電流ミラーの出力側をコレクタ (動的) 負荷として使用して、高電圧ゲインを実現します。出力シンク トランジスタ Q20 は、Q15 と Q19 の共通コレクタからベース ドライブを受け取ります。レベル シフタ Q16 は、出力ソース トランジスタ Q14 にベース ドライブを提供します。トランジスタ Q22 は、この段が Q20 に過剰な電流を流すことを防ぎ、出力シンク電流を制限します。

出力段 (Q14、Q20、シアン色で囲まれている) はクラス ABアンプです。これは、約 50  Ω のインピーダンス (本質的には電流ゲイン) の出力ドライブを提供します。トランジスタ Q16 (緑色で囲まれている) は出力トランジスタの静止電流を提供し、Q17 は出力ソース電流を制限します。

バイアス回路は、オペアンプの各ステージに適切な静止電流を提供します。

Q11とQ12（ダイオード接続）を接続する抵抗（39 kΩ）と、与えられた電源電圧（V _{S +}  −  V _{S − ）によって、}電流ミラー（マッチングペア）Q10/Q11とQ12/Q13の電流が決まります。Q11のコレクタ電流は、₁₁ × 39 kΩ = V _{S +} − V _{S −} − 2  V _BEです。標準的なV _S = ±20 Vの場合、Q11とQ12（およびQ13）の定常電流は約1 mAです。標準的な741の電源電流が約2 mAであることは、これら2つのバイアス電流が静止電源電流の大部分を占めるという考えと一致しています。^[16]

トランジスタQ11とQ10はワイドラー電流ミラーを形成し、Q10 i ₁₀の静止電流はln( i ₁₁  / i ₁₀ ) = i ₁₀  × 5 kΩ / 28 mVとなります。ここで、5 kΩはQ10のエミッタ抵抗を表し、28 mVはVT（室温での熱電圧）です。_この場合、i 10 ≈ ₂₀  μAです。

このステージのバイアス回路は、Q10 と Q9 のコレクタ電流を (ほぼ) 一致させるフィードバック ループによって設定されます。これらの電流のわずかな差は、Q3 と Q4 の共通ベースを駆動します。^{[注 7]} Q1 と Q3、Q2 と Q4 を流れる静止電流の合計は、Q8 から Q9 にミラーリングされ、Q10 のコレクタ電流と合計され、その結果が Q3 と Q4 のベースに適用されます。

Q1とQ3（Q2とQ4も同様）を流れる静止電流i1_はi10の半分、つまり約10μA程度になります。Q1（Q2も同様）のベースの入力バイアス電流はi1/β、通常は約50nAになります_。[ 16  ]^これは Q1（Q2も同様）の 電流ゲインhfe≈200を意味します_。

このフィードバック回路は、Q3/Q4 の共通ベース ノードを電圧V _com  − 2  V _BEに引き上げる傾向があります。ここで、V _{com は入力コモン モード電圧です。同時に、静止電流の大きさは、温度依存性や部品間のばらつきの原因となる}h _feなどのコンポーネント Q1～Q4 の特性に比較的影響されません。

トランジスタ Q7 は、Q5 と Q6 を導通状態にして、それらの (等しい) コレクタ電流が Q1/Q3 および Q2/Q4 のコレクタ電流と一致するまで駆動します。Q7 の静止電流はV _BE  / 50 kΩ、つまり約 35 μA で、Q15 の静止電流も同様で、動作点が一致しています。したがって、静止電流は Q1/Q2、Q3/Q4、Q5/Q6、および Q7/Q15 でペアごとに一致します。

Q16 と Q19 の静止電流は、約 1 mA で動作する電流ミラー Q12/Q13 によって設定されます。Q19 のコレクタ電流はその静止電流を追跡します。^{[詳細な説明が必要]}

Q16 (ラバー ダイオードまたはV _BEマルチプライヤとも呼ばれる) を含む回路では、4.5 kΩ の抵抗器が約 100 μA を導通している必要があり、Q16 V _BEは約 700 mV です。次に、V _{CB は}約 0.45 V、V _{CE は}約 1.0 V である必要があります。Q16 コレクタは電流源によって駆動され、Q16 エミッタは Q19 コレクタ電流シンクに駆動されるため、Q14/Q20 ベースのコモン モード電圧に関係なく、Q16 トランジスタは Q14 ベースと Q20 ベースの間に約 1 V の電圧差を確立します。Q14/Q20 の定常電流は、オペアンプのクラス A 部分の 1 mA の静止電流よりも係数exp(100 mV mm/ V _T ) ≈ 36小さくなります。出力トランジスタのこの (小さな) 定常電流により、出力段がクラス AB 動作で確立され、この段の クロスオーバー歪みが減少します。

小さな差動入力電圧信号は、複数段階の電流増幅を経て、出力に非常に大きな電圧信号を生み出します。

Q1とQ3の入力段はエミッタ結合ペア（ロングテールペア）に似ており、Q2とQ4がいくらかの劣化インピーダンスを加えています。Q1-Q4を流れる電流が小さいため、入力インピーダンスは比較的高くなります。一般的な741オペアンプの差動入力インピーダンスは約2MΩです。^[16]入力段は基本的に一定の電流で動作するため、コモンモード入力インピーダンスはさらに高くなります。

オペアンプの入力（それぞれピン 3 と 2）の差動電圧V _{in により、Q1 と Q2 のベースに小さな差動電流}i _in  ≈ V _in  / (2 h _ie h _{fe ) が発生します。この差動ベース電流により、各レッグの差動コレクタ電流が}i _in h _feだけ変化します。Q1 のトランスコンダクタンスg _m  = h _fe  / h _ieを導入すると、Q15 のベース（電圧ゲイン段の入力）の（小信号）電流はV _in g _m  / 2 になります。

オペアンプのこの部分は、オペアンプ入力の差動信号を Q15 のベースでシングルエンド信号に巧みに変換し、どちらのレッグでも無駄に信号を破棄しないようにします。その仕組みを理解するには、反転入力 (Q2 ベース) の電圧の小さな負の変化によってそれが導通状態から外れ、この電流の減少が Q4 コレクタからエミッタに直接伝わり、Q15 のベース駆動が減少することに注目してください。一方、非反転入力 (Q1 ベース) の電圧の小さな正の変化によってこのトランジスタが導通状態になり、Q3 のコレクタの電流が増加します。この電流によって Q7 がさらに導通状態になり、電流ミラー Q5/Q6 がオンになります。したがって、Q3 エミッタ電流の増加は Q6 コレクタ電流の増加に反映されます。コレクタ電流の増加はコレクタ ノードからより多くの電流を分流し、Q15 のベース駆動電流を減少させます。この手法では、3 dB のゲインの無駄を回避するだけでなく、コモンモード ゲインと電源ノイズのフィードスルーも低減します。

Q15 のベースにおける電流信号i は、Q19 にi β ²オーダーの電流(ダーリントン ペアで接続された Q15 と Q19 のそれぞれのh _feの積) を発生させます。この電流信号は、出力トランジスタ Q14 と Q20 のベースに、それぞれのトランジスタの h _{ieに比例した電圧を発生させます。}

出力トランジスタ Q14 と Q20 はそれぞれエミッタ フォロワとして構成されているため、電圧ゲインは発生しません。代わりに、このステージではQ14 と Q20 の h _feに等しい電流ゲインが提供されます。

電流ゲインによって出力インピーダンスが低下し、出力インピーダンスは理想的なオペアンプの場合のようにゼロではありませんが、負帰還により低周波数でゼロに近づきます。

オペアンプの純開ループ小信号電圧利得は、約4個のトランジスタの電流利得hfeの積によって決まります。_実際には、典型的な741型オペアンプの電圧利得は200,000のオーダーであり、^[16] 電流利得、つまり入力インピーダンス（約2〜6MΩ）と出力インピーダンス（約50Ω ）の比は、 さらに大きな（電力）利得を提供します。

理想的なオペアンプは、同相モード除去比が無限大、または同相モードゲインがゼロです。

この回路では、入力電圧が同じ方向に変化すると、負帰還により Q3/Q4 のベース電圧が入力電圧の変動に追従します (2 V _BE下)。Q10-Q11 電流ミラーの出力部分 (Q10) は、電圧が変動しても Q9/Q8 を流れる共通電流を一定に保ちます。Q3/Q4 コレクタ電流、およびそれに応じて Q15 のベースの出力電流は変化しません。

典型的な741オペアンプでは、同相モード除去比は90dBであり、^[16]オープンループ同相モード電圧利得は約6であることを意味します。

フェアチャイルド μA741 の革新は、オンチップ (モノリシック) コンデンサによる周波数補償の導入で、この機能のための外部コンポーネントが不要になり、オペアンプのアプリケーションが簡素化されました。30 pF コンデンサは、ミラー補償によってアンプを安定化し、オペアンプ積分回路と同様に機能します。これは、開ループ周波数応答に他の極の影響をマスク (支配) する極を導入するため、支配極補償とも呼ばれます。741 オペアンプでは、この極は 10 Hz まで低下することがあります (開ループ電圧ゲインが -3 dB 低下します)。

この内部補償は、フィードバック ネットワークが非反応でループ ゲインが1以上である負帰還構成でアンプの無条件の安定性を実現するために提供されます。対照的に、μA748 などの外部補償を必要とするアンプでは、外部補償または 1 より大幅に高い閉ループ ゲインが必要になる場合があります。

オフセットヌルピンは、外部抵抗器 (通常はポテンショメータの両端の形をとり、スライダーはV _{S –}に接続) を Q5 と Q6 のエミッタ抵抗器と並列に配置して、Q5/Q6 電流ミラーのバランスを調整するために使用できます。ポテンショメータは、入力が短絡されたときに出力がヌル (中間範囲) になるように調整されます。

トランジスタQ3、Q4は逆方向VBE定格_を高めるのに役立ちます。NPNトランジスタQ1とQ2のベース-エミッタ接合は約7Vでブレークダウンします が、PNPトランジスタQ3とQ4のVBE_ブレークダウン電圧は約50V です。^[17]

静止電流は温度や製造上のばらつきによって変動することが一般的であるため、クロスオーバー歪みは大きな変動を受ける可能性があります。

アンプの出力範囲は、出力トランジスタ Q14 および Q20 の V _BEに一部起因して、電源電圧より約 1 ボルト低くなります。

のQ14エミッタの25Ω抵抗器はQ17とともにQ14電流を約25 mA ; それ以外の場合、Q17は電流を流しません。Q20の電流制限は電圧ゲインステージで実行されます。Q22はQ19のエミッタ抵抗器の両端の電圧を感知します（50 Ω ) であり、オンになると、Q15 ベースへの駆動電流が減少します。このアンプ回路図の以降のバージョンでは、出力電流制限の方法が多少異なる可能性があります。

741 は歴史的にオーディオ機器やその他の敏感な機器に使用されていましたが、最近のオペアンプのノイズ性能が向上したため、現在ではそのような使用はほとんど行われていません。目立つヒスノイズを生成することに加え、741 やその他の古いオペアンプはコモンモード除去比が低い場合があり、ケーブルを介した電源ハムノイズやスイッチクリックなどのコモンモード干渉を敏感な機器に持ち込むことがよくあります。

741は、一般的なオペアンプ IC (μA741、LM301、558、LM324、TBA221 など、または TL071 などのより新しい代替品) を意味することが多くなりました。741 出力段の説明は、他の多くの設計 (入力段がかなり異なる場合もあります) と質的に似ていますが、次の点が異なります。

• 一部のデバイス (μA748、LM301、LM308) は内部補償されていません (低閉ループ ゲイン アプリケーションで使用する場合、出力からオペアンプ内のどこかのポイントまでの外部コンデンサが必要です)。
• 最近のデバイスの中にはレールツーレール出力機能を備えているものもあり、出力は正電源電圧の数ミリボルト以内から負電源電圧の数ミリボルト以内の範囲で変化します。^[10]

オペアンプは構造によって分類できます。

• 個別、個々のトランジスタまたは真空管から構築、
• 個別コンポーネントと統合コンポーネントで構成されるハイブリッド。
• 完全な集積回路— 最も一般的であり、低コストのため前述の 2 つに取って代わりました。

IC オペアンプは、次のようにさまざまな方法で分類できます。

• デバイスのグレードには、許容される動作温度範囲やその他の環境要因や品質要因が含まれます。たとえば、LM101、LM201、LM301 は、同じコンポーネントの軍事、産業、商用バージョンを指します。軍事および産業グレードのコンポーネントは、過酷な条件でも商用バージョンよりも優れたパフォーマンスを発揮しますが、より高価です。
• パッケージ タイプによる分類は、環境耐性や製造オプションにも影響を与える可能性があります。DIPやその他のスルーホール パッケージは、表面実装デバイスに置き換えられる傾向があります。
• 内部補償による分類:小さな補償コンデンサで位相応答と周波数応答を修正しない限り、オペアンプは一部の負帰還回路で高周波不安定性に悩まされる可能性があります。コンデンサを内蔵したオペアンプは補償型と呼ばれ、指定された閉ループゲインを超える回路は外部コンデンサなしで安定します。特に、閉ループゲインが 1 でも安定しているオペアンプはユニティゲイン補償型と呼ばれます。
• 多くの市販のオペアンプ IC にはシングル、デュアル、クワッド バージョンが用意されており、1 つ、2 つ、または 4 つのオペアンプが同じパッケージに含まれています。
• レールツーレール入力（および/または出力）オペアンプは、電源レールに非常に近い入力（および/または出力）信号で動作することができます。^[10]
• CMOSオペアンプ (CA3140E など) は、JFET入力オペアンプよりも非常に高い入力抵抗を提供します。JFET 入力オペアンプは通常、バイポーラ入力オペアンプよりも高い入力抵抗を提供します。
• プログラム可能なオペアンプを使用すると、静止電流、帯域幅などを外部抵抗によって調整できます。
• メーカーは、低ノイズ プリアンプ、広帯域アンプなど、目的に応じてオペアンプを販売することがよくあります。

オペアンプを回路ブロックとして使用すると、使用するアンプが集積回路か個別回路かに関係なく、すべての個別の回路要素 (トランジスタ、抵抗器など) を指定するよりもはるかに簡単で明確になります。最初の近似では、オペアンプは理想的な差動ゲイン ブロックのように使用できます。後の段階で、各オペアンプのパラメーターの許容範囲に制限を設定できます。

回路設計は、すべての電子回路で同じ方針に従います。回路に要求される動作を規定する仕様が、許容限度とともに作成されます。たとえば、ゲインは 100 倍、許容誤差は 5%、指定温度範囲内でのドリフトは 1% 未満、入力インピーダンスは 1メガオーム以上、などです。

多くの場合、電子回路シミュレーションを利用して基本回路が設計されます。次に、許容範囲内で許容範囲内の設計基準を満たす市販のオペアンプやその他のコンポーネントが選択されます。すべての基準を満たすことができない場合は、仕様を変更する必要がある場合があります。

次にプロトタイプが構築され、テストされます。仕様を満たすか、仕様を改善したり、機能を変更したり、コストを削減したりするために追加の変更が行われる場合があります。

フィードバックがない場合、オペアンプは電圧コンパレータとして使用できます。たとえば、速度が重要であったり、入力電圧の範囲が広い場合、コンパレータとして主に設計されたデバイスの方が適している場合があります。これは、そのようなデバイスはフルオンまたはフルオフの飽和状態からすばやく回復できるためです。

基準電圧V _{ref を}オペアンプの入力の 1 つに適用すると、電圧レベル検出器が得られます。つまり、オペアンプは正の電圧を検出するコンパレータとして設定されます。検出する電圧E _iをオペアンプの (+) 入力に適用すると、非反転の正レベル検出器になります。つまり、 E _{i が}V _refより高い場合、V _{O は}+ V _{satに等しくなり、} E _{i が}V _refより低い場合、V _{O は}- V _satに等しくなります。E _{i を}反転入力に適用すると、回路は反転の正レベル検出器になります。つまり、 E _iがV _refより高い場合、V _{O は-} V _satに等しくなります。

ゼロ電圧レベル検出器( E i ₌ 0) は、たとえば、関数発生器からの正弦波の出力を可変周波数の矩形波に変換できます。E _{i が}正弦波、三角波、またはゼロを中心に対称となるその他の形状の波である場合、ゼロ交差検出器の出力は矩形波になります。ゼロ交差検出は、主電源の干渉や電流スパイクを減らすために、最適なタイミングで TRIAC をトリガーするのにも役立ちます。

オペアンプのもう 1 つの一般的な構成は、出力信号の一部を非反転入力に戻す正帰還です。正帰還の重要な用途は、ヒステリシス付きコンパレータ、シュミット トリガーです。

三角波発振器やアクティブ フィルターなどの一部の回路では、同じアンプに対して正帰還と負帰還を使用することがあります。

非反転増幅器では、出力電圧は入力電圧と同じ方向に変化します。

オペアンプのゲイン方程式は

${\displaystyle V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{+}-V_{-})。}$

しかし、この回路では、R 1 _R 2_{ネットワーク}を介した負帰還により、 V _−はV _outの関数になります。R ₁とR _{2 は}電圧分割器を形成し、V _{− は}高インピーダンス入力であるため、それほど負荷がかかりません。したがって、

${\displaystyle V_{-}=\beta V_{\text{out}},}$

どこ

${\displaystyle \beta ={\frac {R_{1}}{R_{1}+R_{2}}}.}$

これをゲイン方程式に代入すると、次の式が得られます。

${\displaystyle V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{\text{in}}-\beta V_{\text{out}}).}$

を解く： ${\displaystyle V_{\text{out}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}=V_{\text{in}}\left({\frac {1}{\beta +{\frac {1}{A_{\text{OL}}}}}}\right).}$

が非常に大きい場合、これは次のように単純化される。 ${\displaystyle A_{\text{OL}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}\approx {\frac {V_{\text{in}}}{\beta }}={\frac {V_{\text{in}}}{\frac {R_{1}}{R_{1}+R_{2}}}}=V_{\text{in}}\left(1+{\frac {R_{2}}{R_{1}}}\right).}$

オペアンプの非反転入力には、DC からグランドへのパスが必要です。信号源が DC パスを供給しない場合、またはそのソースが特定の負荷インピーダンスを必要とする場合、回路には非反転入力からグランドへの別の抵抗が必要になります。オペアンプの入力バイアス電流が大きい場合、入力を駆動する DC ソース抵抗はバランスが取れている必要があります。^[18]フィードバック抵抗の理想的な値 (オフセット電圧を最小限に抑える) は、並列の 2 つの抵抗が非反転入力ピンのグランドへの抵抗とほぼ等しくなる値です。この理想的な値は、バイアス電流が十分に一致していることを前提としていますが、すべてのオペアンプに当てはまるとは限りません。^[19]

反転増幅器では、出力電圧は入力電圧と逆方向に変化します。

非反転増幅器と同様に、オペアンプのゲイン方程式から始めます。

${\displaystyle V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{+}-V_{-}).}$

今回は、V _{− は}R _fとR _inによって形成される電圧分割器により、V _outとV _inの両方の関数です。ここでも、オペアンプの入力は目立った負荷をかけないので、

${\displaystyle V_{-}={\frac {1}{R_{\text{f}}+R_{\text{in}}}}\left(R_{\text{f}}V_{\text{in}}+R_{\text{in}}V_{\text{out}}\right).}$

これをゲイン方程式に代入して解くと、次のようになります。 ${\displaystyle V_{\text{out}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}=-V_{\text{in}}{\frac {A_{\text{OL}}R_{\text{f}}}{R_{\text{f}}+R_{\text{in}}+A_{\text{OL}}R_{\text{in}}}}.}$

が非常に大きい場合、これは次のように単純化される。 ${\displaystyle A_{\text{OL}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}\approx -V_{\text{in}}{\frac {R_{\text{f}}}{R_{\text{in}}}}.}$

多くの場合、非反転入力とグランドの間に抵抗器が挿入され（両方の入力が同様の抵抗を「認識」する）、バイアス電流による異なる電圧降下による入力オフセット電圧が低減され、一部のオペアンプの歪みが低減されることがあります。

DC までの周波数応答が不要で、入力の DC 電圧が不要な場合は、入力抵抗器と直列に DC ブロッキング コンデンサを挿入できます。つまり 、入力インピーダンスの容量成分によって DCゼロと低周波ポールが挿入され、回路にバンドパスまたはハイパス特性が与えられます。

反転構成では、オペアンプの入力の電位は実質的に一定（グランド付近）のままです。一定の動作電位により、通常、非反転トポロジで達成可能なレベルよりも歪みレベルが低くなります。

• オーディオおよびビデオ周波数プリアンプおよびバッファ
• 差動増幅器
• 差別化要因と統合要因
• フィルター
• 精密整流器
• 高精度ピーク検出器
• 電圧および電流レギュレータ
• アナログ計算機
• アナログ-デジタルコンバータ
• デジタル-アナログコンバータ
• 電圧クランプ
• 発振器と波形発生器
• クリッパー
• クランパー（DCインサータまたはリストアラー）
• LOGおよびANTILOGアンプ

市販されているシングル、デュアル、クワッド オペアンプのほとんどは、標準化されたピン配列を備えているため、配線を変更せずに 1 つのタイプを別のタイプに置き換えることができます。特定のオペアンプは、オープン ループ ゲイン、帯域幅、ノイズ性能、入力インピーダンス、消費電力、またはこれらの要素の妥協点に基づいて選択できます。

1941 年: 真空管オペアンプ。オペアンプは、汎用の DC 結合型高ゲイン反転フィードバック増幅器として定義され、 1941 年にベル研究所のKarl D. Swartzel Jr.が出願した米国特許 2,401,779「加算増幅器」に初めて登場しました。この設計では、3 つの真空管を使用して90 dBのゲインを実現し、±350 Vの電圧レールで動作しました。今日のオペアンプで一般的な差動反転入力と非反転入力ではなく、単一の反転入力がありました。第二次世界大戦中、Swartzel の設計は、ベル研究所で設計された M9砲兵指揮装置に頻繁に使用され、その価値を証明しました。この砲兵指揮装置は、SCR584レーダーシステムと連携して、他の方法では不可能だった驚異的な命中率 (ほぼ 90%) を達成しました。^[20]

1947年: 非反転入力を明示的に持つオペアンプ。 1947年、オペアンプはコロンビア大学のジョン・R・ラガッツィーニの論文^[21]で初めて正式に定義され、命名されました。この同じ論文の脚注には、後に非常に重要なものとなる学生によるオペアンプの設計が記されていました。ロベ・ジュリーが設計したこのオペアンプは、さまざまな点で優れていました。このオペアンプには2つの大きな革新がありました。入力段にはロングテールの三極管ペアを使用し、負荷を一致させて出力のドリフトを減らしました。さらに重要なことに、このオペアンプは2つの入力（1つは反転、もう1つは非反転）を持つ最初のオペアンプ設計でした。差動入力によってさまざまな新機能が可能になりましたが、チョッパ安定化アンプの台頭により長い間使用されませんでした。^[20]

1949年: チョッパ安定化オペアンプ。 1949年、エドウィン・A・ゴールドバーグはチョッパ安定化オペアンプを設計しました。^[22]このセットアップでは、通常のオペアンプに加えて、オペアンプと並行してACアンプを使用します。チョッパは、 DC電圧とグランドを高速（60Hzまたは400Hz）で切り替えることで、 DCからAC信号を取得します。次に、この信号は増幅、整流、フィルタリングされ、オペアンプの非反転入力に送られます。これにより、オペアンプのゲインが大幅に向上し、出力ドリフトとDCオフセットが大幅に減少しました。残念ながら、チョッパを使用した設計では、非反転入力を他の目的に使用することができませんでした。それでも、チョッパ安定化オペアンプの特性が大幅に改善されたため、オペアンプを使用する主な方法になりました。非反転入力を定期的に使用する手法は、オペアンプIC が現場に登場し始めた 1960 年代まではあまり普及しませんでした。

1953 年: 市販のオペアンプ。1953年、 George A. Philbrick Researches, Incorporatedのモデル K2-W の発売により、真空管オペアンプが市販されました。表示されているデバイスの名称 GAP/R は、完全な会社名の頭字語です。2 つの 9 ピン12AX7真空管が 8 進パッケージに搭載され、非反転入力を効果的に「使い切る」モデル K2-P チョッパー アドオンが利用可能でした。このオペアンプは、Loebe Julie の 1947 年の設計の後継に基づいており、その後継製品とともに、業界でオペアンプが広く使用されるようになりました。

1961: ディスクリート IC オペアンプ。1947年のトランジスタ、1954 年のシリコン トランジスタの誕生により、IC の概念が現実のものとなりました。1959 年のプレーナー プロセスの導入により、トランジスタと IC は商業的に利用できるほど安定しました。1961 年までに、ソリッド ステートのディスクリート オペアンプが生産されるようになりました。これらのオペアンプは、実質的にはエッジ コネクタなどのパッケージを備えた小型の回路基板でした。通常、電圧オフセットやドリフトなどを改善するために、手作業で選択された抵抗器が使用されていました。P45 (1961) はゲインが 94 dB で、±15 V レールで動作しました。 ±10 Vの範囲の信号を処理するように設計されていました。

1961年: バラクタブリッジオペアンプ。オペアンプの設計にはさまざまな方向性がありました。バラクタブリッジオペアンプは1960年代初頭に生産され始めました。^{[23] [24]}入力電流が非常に小さくなるように設計されており、数百ボルトの入力電圧を正しく処理する能力を備え、コモンモード除去の点では今でも最高のオペアンプの1つです。

1962 年: ポッティング モジュール内のオペアンプ。1962年までに、いくつかの企業がプリント回路基板に差し込むことができるモジュラー ポッティング パッケージを製造していました。^{[要出典]これらのパッケージは、オペアンプを単一の}ブラック ボックス化し、より大きな回路のコンポーネントとして簡単に扱えるようにしたため、非常に重要でした。

1963年: モノリシックICオペアンプ。 1963年、フェアチャイルドセミコンダクターのボブ・ウィドラーが設計した最初のモノリシックICオペアンプμA702が発売されました。モノリシックICは、チップと個別の部品（ディスクリートIC）または回路基板上で結合および接続された複数のチップ（ハイブリッドIC）ではなく、単一のチップで構成されています。現代のオペアンプのほとんどはモノリシックICですが、この最初のICはあまり成功しませんでした。不均一な電源電圧、低いゲイン、狭いダイナミックレンジなどの問題により、モノリシックオペアンプは1965年にμA709 ^[25]（ボブ・ウィドラーが設計）が発売されるまで優位に立つことができませんでした。

1968: μA741 のリリース。モノリシック オペアンプの人気は、1967 年にさまざまな問題を解決した LM101 のリリースと、それに続く 1968 年の μA741 のリリースによってさらに高まりました。μA741 は LM101 と非常によく似ていましたが、フェアチャイルドの設備により、外部補償を必要とせずにチップ内に 30 pF の補償コンデンサを組み込むことができた点が異なっていました。この単純な違いにより、741 は標準的なオペアンプとなり、多くの現代のアンプは 741 に基づいてピン配置を採用しています。μA741 は現在でも生産されており、電子機器のいたるところにあります。多くのメーカーが、部品番号に741 が含まれていることでわかるこの古典的なチップのバージョンを生産しています。同じ部品が複数の会社で製造されています。

1970 年: 最初の高速、低入力電流 FET 設計。1970年代には、 FET を 使用して高速、低入力電流の設計が開始されました。これらは、1980 年代にMOSFETを使用したオペアンプに大きく置き換えられました。

1972 年: 片側電源オペアンプが製造される。片側電源オペアンプは、入力電圧と出力電圧が負電源電圧より少なくとも 2 ボルト高い必要はなく、負電源電圧と同じだけ低くできるオペアンプです。その結果、オペアンプの負電源ピンを信号グランドに接続して多くのアプリケーションで動作できるようになり、別の負電源が不要になりました。

LM324 (1972 年発売) は、クワッド パッケージ (1 つのパッケージに 4 つのオペアンプ) で提供され、業界標準となったオペアンプの 1 つです。1 つのパッケージに複数のオペアンプをパッケージ化するだけでなく、1970 年代にはハイブリッド パッケージのオペアンプも登場しました。これらのオペアンプは、一般的に既存のモノリシック オペアンプの改良版でした。モノリシック オペアンプの特性が向上するにつれて、より複雑なハイブリッド IC は、非常に長い耐用年数が求められるシステムやその他の特殊なシステムに急速に移行しました。

最近の傾向。最近^{[いつ? ]}アナログ回路の電源電圧は低下しており (デジタルロジックと同様に)、これを反映して低電圧オペアンプが導入されています。5 V の電源が一般的で、3.3 V (1.8 V まで低下する場合もあります) も増えています。信号範囲を最大化するために、最近のオペアンプはレールツーレール出力 (出力信号は最低電源電圧から最高電源電圧までの範囲) を備え、レールツーレール入力を備えている場合もあります。^[10]

書籍

• Op Amps For Everyone ; 第 5 版; Bruce Carter、Ron Mancini; Newnes; 484 ページ; 2017 年; ISBN 978-0-12-811648-7 . (2 MB PDF - 第 1 版) 
• オペアンプ - 理論と設計; 第3版; Johan Huijsing; Springer; 423ページ; 2017年; ISBN 978-3-319-28126-1。 
• オペアンプと線形集積回路 - 理論と応用; 第 3 版; James Fiore; Creative Commons; 589 ページ; 2016 年。(13 MB PDF テキスト) (2 MB PDF ラボ)
• 線形回路の解析と設計; 第8版; Roland Thomas、Albert Rosa、Gregory Toussaint; Wiley; 912ページ; 2016年; ISBN 978-1-119-23538-5。 
• オペアンプとアナログ集積回路による設計; 第 4 版; Sergio Franco; McGraw Hill; 672 ページ; 2015 年; ISBN 978-0-07-802816-8。 
• Small Signal Audio Design ; 第 2 版; Douglas Self ; Focal Press; 780 ページ; 2014 年; ISBN 978-0-415-70973-6。 
• 線形回路設計ハンドブック;第 1 版。ハンク・ズンバーレン。ニューネス; 960ページ。 2008年; ISBN 978-0-7506-8703-4。(35MB PDF) 
• オペアンプ アプリケーション ハンドブック; 第 1 版; Walt Jung ; Analog Devices & Newnes; 896 ページ; 2005 年; ISBN 978-0-7506-7844-5 . (17 MB PDF) 
• オペアンプとリニア集積回路; 第 6 版; Robert Coughlin、Frederick Driscoll; Prentice Hall; 529 ページ; 2001 年; ISBN 978-0-13-014991-6。 
• アクティブ フィルター クックブック; 第 2 版; Don Lancaster ; Sams; 240 ページ; 1996 年; ISBN 978-0-7506-2986-7。(28 MB PDF - 第 1 版) 
• IC オペアンプ クックブック; 第 3 版; Walt Jung ; Prentice Hall; 433 ページ; 1986 年; ISBN 978-0-13-889601-0 . (18 MB PDF - 第 1 版) 
• エンジニアのミニノートブック - オペアンプ IC 回路、第 1 版、Forrest Mims III、Radio Shack、49 ページ、1985 年、ASIN B000DZG196。(4 MB PDF)
• Frederiksen, Thomas (1984)。『直感的な IC オペアンプ - 基礎から便利なアプリケーションまで』(第 1 版)。National Semiconductor。
• オペアンプを使用した設計 - アプリケーションの代替手段; 第 1 版; Jerald Graeme; Burr-Brown & McGraw Hill; 269 ページ; 1976 年; ISBN 978-0-07-023891-6。 
• オペアンプの応用 - 第 3 世代技術、第 1 版、Jerald Graeme、Burr-Brown & McGraw Hill、233 ページ、1973 年、ISBN 978-0-07-023890-9。(37 MB PDF) 
• IC オペアンプの理解; 第 1 版; Roger MelenおよびHarry Garland ; Sams Publishing; 128 ページ; 1971 年; ISBN 978-0-672-20855-3 . (アーカイブ) 
• オペアンプ - 設計とアプリケーション; 第 1 版; Jerald Graeme、Gene Tobey、Lawrence Huelsman; Burr-Brown & McGraw Hill; 473 ページ; 1971 年; ISBN 978-0-07-064917-0。 

オペアンプの章がある書籍

• 電子工学の技術を学ぶ - 実践的なラボコース; 第 1 版; Thomas Hayes、Paul Horowitz ; ケンブリッジ; 1150 ページ; 2016 年; ISBN 978-0-521-17723-8。(パート 3 は 268 ページ) 
• エレクトロニクスの芸術; 第 3 版;ポール・ホロウィッツ、ウィンフィールド ヒル; ケンブリッジ; 1220 ページ; 2015 年; ISBN 978-0-521-80926-9。(第 4 章は 69 ページ) 
• 電気回路のレッスン - 第 3 巻 - 半導体; 第 5 版; Tony Kuphaldt; Open Book Project; 528 ページ; 2009 年 (第 8 章は 59 ページ) (4 MB PDF)
• アナログ回路のトラブルシューティング; 第 1 版; Bob Pease ; Newnes; 217 ページ; 1991 年; ISBN 978-0-7506-9499-5。(第 8 章は 19 ページです) 

過去のアプリケーションハンドブック

• アナログ アプリケーション マニュアル (1979 年、418 ページ)、Signetics。(セクション 3 の OpAmp)

歴史データブック

• リニア データブック 1 (1988 年、1262 ページ)、ナショナル セミコンダクター (セクション 2 のオペアンプ)
• リニアおよびインタフェース データブック (1990 年、1658 ページ)、モトローラ。(セクション 2 のオペアンプ)
• リニアデータブック（1986年、568ページ）、RCA。

履歴データシート

• LM301、シングル BJT オペアンプ、Texas Instruments
• LM324、クワッド BJT オペアンプ、Texas Instruments
• LM741、シングル BJT オペアンプ、Texas Instruments
• NE5532、デュアル BJT オペアンプ、Texas Instruments (NE5534 は同様のシングル)
• TL072、デュアル JFET オペアンプ、Texas Instruments (TL074 はクアッド)

• オペアンプ回路コレクション - ナショナル セミコンダクター コーポレーション
• オペアンプ - 回路に関するすべての章
• ループゲインとアナログ回路の性能への影響 - ループゲイン、ゲインと位相マージン、ループ安定性の概要
• シンプルなオペアンプ測定 Archived 2012-03-20 at the Wayback Machineオフセット電圧、オフセットおよびバイアス電流、ゲイン、CMRR、および PSRR を測定する方法。
• オペアンプ。EJ Mastascusa (バックネル大学)による入門オンラインテキスト。
• オペアンプ回路ステージ、2次フィルタ、単一オペアンプバンドパスフィルタ、および簡単なインターコムの紹介
• MOS オペアンプの設計: チュートリアルの概要
• スポットノイズを使用したオペアンプノイズ予測（すべてのオペアンプ）
• オペアンプの基礎 2009-06-02 にWayback Machineでアーカイブ
• オペアンプの歴史 2012-10-07 にWayback Machineでアーカイブ、真空管から 2002 年頃まで
• ボブ・ピーズによるロエベ・ジュリーの歴史的オペアンプインタビュー
• www.PhilbrickArchive.org – George A Philbrick / Researches の資料の無料リポジトリ - オペアンプのパイオニア
• オペアンプと計装アンプの違いは何ですか? 2013-03-15 にWayback Machineにアーカイブされました、 Electronic Design Magazine