シュミットトリガー

入力電圧がどちらの方向にも閾値を超えると、回路自体が自身の閾値を反対方向に変更します。このために、出力電圧の一部を閾値から減算します（これは入力電圧に電圧を加えることと同じです）。したがって、出力は閾値に影響を与えますが、入力電圧には影響を与えません。これらの回路は、「直列正帰還」を備えた差動増幅器によって実現され、入力は反転入力に接続され、反転出力は非反転入力に接続されます。この構成では、減衰と加算が分離されています。電圧分圧器が減衰器として機能し、ループは単純な直列電圧加算器として機能します（キルヒホッフの電圧法則を適用）。例としては、古典的なトランジスタのエミッタ結合シュミットトリガ、オペアンプ反転シュミットトリガなどがあります。

入力電圧がどちらの方向にも閾値を超えると、回路は入力電圧を同じ方向に変化させます（今度は出力電圧の一部を直接入力電圧に加えます）。したがって、出力は入力電圧を増幅し、閾値には影響を与えません。これらの回路は、「並列正帰還」を備えたシングルエンド非反転増幅器で実現できます。入力と出力ソースは抵抗を介して入力に接続されます。2 つの抵抗は、減衰と加算の両方を取り入れた重み付き並列加算器を形成します（キルヒホッフの電流法則を適用）。例としては、あまり知られていないコレクタ・ベース結合シュミットトリガ、オペアンプ非反転シュミットトリガなどがあります。

負性抵抗を示す回路や素子の中には、同様の動作を示すものもあります。例えば、負性インピーダンス変換器（NIC）、ネオンランプ、トンネルダイオード（第1象限にN字型の電流-電圧特性を持つダイオードなど）です。後者の場合、入力が立ち上がりおよび立ち下がりのスイッチング閾値を横切ると、発振入力によってダイオードは「N」字型の立ち上がり部分から立ち上がり部分へと移動し、再び立ち上がり部分に戻ります。

この場合、2 つの独立したオープンループコンパレータ (ヒステリシスなし) に割り当てられ、双安定マルチバイブレータ(ラッチ) またはフリップフロップを駆動します。入力電圧が高しきい値を下回って上昇するとトリガーがハイになり、入力電圧が低しきい値を上回って下回るとトリガーがローになります。ここでも正のフィードバックがありますが、今回はメモリセルのみに集中しています。例としては、555 タイマーとスイッチのデバウンス回路があります。^{[ 3 ]}

回路図におけるシュミットトリガの記号は、三角形の中に理想的なヒステリシス曲線を表す記号が描かれたものです。

オリジナルのシュミットトリガは、切り替え可能な上側レッグ（コレクタ抵抗）を備えた電圧分圧器によって実現される動的閾値のアイデアに基づいています。${\displaystyle R_{\mathrm {C} 1}}$そして​${\displaystyle R_{\mathrm {C} 2}}$⁠ ) と安定した下肢 ( ⁠${\displaystyle R_{\mathrm {E} }}$Q1は、反転入力（Q1ベース-エミッタ接合）と非反転入力（Q1エミッタ）からなる差動入力コンパレータとして機能します。入力電圧は反転入力に印加され、分圧器の出力電圧は非反転入力に印加され、そのしきい値が決定されます。コンパレータの出力は、分圧器を介して第2の共通コレクタ段Q2（エミッタフォロワ）を駆動します。${\displaystyle R_{1}{,}R_{2}}$エミッタ結合トランジスタQ1とQ2は、実際には電子的な双投スイッチを構成しており、分圧器の上側の脚を切り替えて、入力電圧とは異なる方向にしきい値を変更します。

この構成は、非反転入力（Q2のベース）と出力（Q1のコレクタ）の間に直列正帰還を持つ差動増幅器と考えることができ、これにより遷移プロセスが強制されます。また、エミッタ抵抗によって小さな負帰還も導入されています。${\displaystyle R_{\mathrm {E} }}$正帰還が負帰還よりも優勢になり、ヒステリシスを得るために、2つのコレクタ抵抗の比率は次のように選択される。${\displaystyle R_{\mathrm {C} 1}>R_{\mathrm {C} 2}}$したがって、流れる電流が少なくなり、電圧降下も少なくなる。${\displaystyle R_{\mathrm {E} }}$Q1がオンの場合とQ2がオンの場合では、異なる閾値が存在します。結果として、回路はグランド（${\displaystyle V_{-}}$（画像参照）。

バリエーション

非反転回路

古典的な非反転シュミットトリガーは、${\displaystyle V_{\mathrm {out} }}$Q2コレクタからではなくエミッタから出力します。この構成では、出力電圧は動的しきい値（共有エミッタ電圧）に等しくなり、両方の出力レベルは電源レールから離れます。もう1つの欠点は、負荷がしきい値を変化させるため、十分に高くする必要があることです。ベース抵抗${\displaystyle R_{\mathrm {B} }}$Q1のベース・エミッタ接合部を介した入力電圧がエミッタ電圧に及ぼす影響を防ぐことが必須である。

直接結合回路

回路を簡略化するために、${\displaystyle R_{1}{,}R_{2}}$Q1コレクタをQ2ベースに直接接続することで、分圧回路を省略できます。ベース抵抗${\displaystyle R_{\mathrm {B} }}$も省略できるため、入力電圧源がQ1 のベースを直接駆動します。^{[ 4 ]}この場合、共通エミッタ電圧と Q1 コレクタ電圧は出力には適していません。入力電圧が高閾値を超えて Q1 が飽和すると、そのベース-エミッタ接合が順方向バイアスされ、入力電圧の変動が直接エミッタに伝達されるため、出力として Q2 コレクタのみを使用する必要があります。結果として、共通エミッタ電圧と Q1 コレクタ電圧は入力電圧に追従します。この状況は、過駆動トランジスタ差動増幅器やECLゲートでよく見られます。

すべてのラッチと同様に、基本的なコレクタ・ベース結合双安定回路はヒステリシスを伴って動作します。追加のベース抵抗Rを入力の1つ（図のQ1のベース）に接続することで、シュミットトリガに変換できます。2つの抵抗${\displaystyle R}$そして${\displaystyle R_{4}}$出力（Q2のコレクタ）電圧と入力電圧を加算し、シングルエンドトランジスタ「コンパレータ」Q1を駆動する並列電圧加算器（上のブロック図 の円）を形成します。ベース電圧がしきい値（⁠${\displaystyle V_{\mathrm {BE} 0}}$⁠ ≈Q2のコレクタ電圧がどちらの方向にも0.65V 以上変化すると、Q2のコレクタ電圧の一部が同じ方向に入力電圧に加算されます。このように、出力は並列正帰還によって入力電圧を変化させ、しきい値（ベース・エミッタ間電圧）には影響を与えません。

この回路では、2 つの抵抗器${\displaystyle R_{1}}$そして${\displaystyle R_{2}}$並列電圧加算器を形成します。出力電圧の一部を入力電圧に加えることで、結果として生じる電圧が接地電圧に近いときに発生するスイッチング中およびスイッチング後に電圧を増大させます。この並列正帰還により、必要なヒステリシスが生成され、これは抵抗間の比率によって制御されます。${\displaystyle R_{1}}$そして​${\displaystyle R_{2}}$並列電圧加算器の出力はシングルエンド（接地に対する電圧を出力）であるため、差動入力を持つ増幅器は必要ありません。従来のオペアンプは差動入力を持つため、反転入力は接地され、基準点がゼロボルトになります。

出力電圧は常にオペアンプの入力電圧と同じ符号を持ちますが、回路の入力電圧と同じ符号を持つとは限りません（2つの入力電圧の符号は異なる場合があります）。回路の入力電圧がハイしきい値より高いかローしきい値より低い場合、出力電圧は回路の入力電圧と同じ符号を持ちます（回路は非反転です）。これは、コンパレータの出力がハイかローかに応じて異なるポイントで切り替わるコンパレータのように動作します。回路の入力電圧がしきい値の間にある場合、出力電圧は定義されず、直前の状態に依存します（回路は基本的なラッチのように動作します）。

例えば、シュミットトリガが現在ハイ状態の場合、出力は正の電源レールになります（${\displaystyle +V_{\mathrm {S} }}$出力電圧${\displaystyle V_{+}}$抵抗を持つ夏の値は、重ね合わせの定理を適用することで求めることができる。 $${\displaystyle V_{+}={\frac {R_{2}}{R_{1}+R_{2}}}\cdot V_{\mathrm {in} }+{\frac {R_{1}}{R_{1}+R_{2}}}\cdot V_{\mathrm {S} }.}$$

コンパレータは、次のときに切り替わります。${\displaystyle V_{+}=0}$⁠。それから${\displaystyle R_{2}\cdot V_{\mathrm {in} }=-R_{1}\cdot V_{\mathrm {S} }}$（電流保存の原理を適用することでも同じ結果が得られる。）${\displaystyle V_{\mathrm {in} }}$以下に下がる必要がある${\textstyle -{\frac {R_{1}}{R_{2}}}V_{\mathrm {S} }}$出力を切り替えるには、コンパレータの出力が切り替えられたら、${\displaystyle -V_{\mathrm {S} }}$⁠、しきい値は${\textstyle +{\frac {R_{1}}{R_{2}}}V_{\mathrm {S} }}$ハイに戻す。つまり、この回路はゼロを中心とするスイッチングバンドを作成し、トリガーレベルは${\textstyle \pm {\frac {R_{1}}{R_{2}}}V_{\mathrm {S} }}$（反転入力にバイアス電圧を印加することで、左または右にシフトできます。）出力がオン（プラス）になり、その後オフ（マイナス）になるには、入力電圧がバンドの上限を超え、次にバンドの下限を下回る必要があります。${\displaystyle R_{1}}$ゼロまたは${\displaystyle R_{2}}$が無限大（つまり、開回路）の場合、帯域はゼロ幅に縮退し、標準的な比較器として動作します。伝達特性は左の図に示されています。しきい値の値は${\displaystyle T}$はによって与えられる${\displaystyle \textstyle T={\frac {R_{1}}{R_{2}}}V_{\mathrm {s} }}$⁠、出力の最大値⁠${\displaystyle M}$⁠は電源レールです。

並列正帰還回路の特異な特性は、入力ソースへの影響です。負並列帰還回路（反転増幅器など）では、反転入力の仮想接地によって入力ソースとオペアンプ出力が分離されます。ここでは仮想接地がなく、オペアンプの定常出力電圧が印加されます。${\displaystyle R_{1}{,}R_{2}}$入力電源へのネットワーク。オペアンプの出力は、入力電源に逆方向の電流を流します（入力電圧が正のときは電源に電流を注入し、負のときは電源から電流を引き出します）。

右図は、正確な閾値を持つ実用的なシュミットトリガを示しています。伝達特性は、以前の基本構成とまったく同じ形状で、閾値も同じです。一方、以前の場合、出力電圧は電源電圧に依存していましたが、今回はツェナーダイオード（単一のダブルアノードツェナーダイオードに置き換えることも可能）によって決まります。この構成では、ツェナーダイオードを適切に選択することで出力レベルを変更でき、これらのレベルは電源電圧変動に対して耐性があります（つまり、コンパレータのPSRRが向上します）。抵抗器${\displaystyle R_{3}}$ダイオードと抵抗器を流れる電流を制限するために、${\displaystyle R_{4}}$コンパレータの入力漏れ電流によって引き起こされる入力電圧オフセットを最小限に抑えます。

反転バージョンでは、減衰と加算が分離されています。2 つの抵抗器${\displaystyle R_{1}}$そして${\displaystyle R_{2}}$は「純粋な」減衰器（分圧器）としてのみ機能します。入力ループは直列電圧加算器（キルヒホッフの電圧法則（KVL）の適用）として機能し、出力電圧の一部を回路の入力電圧に直列に追加します。この直列正帰還により、必要なヒステリシスが生成され、これは抵抗間の比率によって制御されます。${\displaystyle R_{1}}$そして抵抗運動全体（${\displaystyle R_{1}}$そして​${\displaystyle R_{2}}$⁠ )。オペアンプの入力に印加される実効電圧はフローティング状態なので、オペアンプは差動入力でなければなりません。

この回路は、出力電圧がヒステリシスサイクル外（入力電圧が高閾値以上または低閾値以下の場合）にあるときは常に入力電圧と逆符号になるため、反転回路と呼ばれます。ただし、入力電圧がヒステリシスサイクル内（高閾値と低閾値の間）にある場合は、反転回路にも非反転回路にもなり得ます。出力電圧は定義されておらず、直前の状態に依存するため、この回路は基本的なラッチのように動作します。

2つのバージョンを比較するために、回路の動作は上記と同じ条件で検討します。シュミットトリガが現在ハイ状態の場合、出力は正の電源レールになります。${\displaystyle +V_{\mathrm {S} }}$出力電圧${\displaystyle V_{+}}$分圧回路の電圧は次のようになります。 $${\displaystyle V_{+}={\frac {R_{1}}{R_{1}+R_{2}}}\cdot V_{\text{s}}.}$$

コンパレータは、次のときに切り替わります。${\displaystyle V_{\mathrm {in} }=V_{+}}$⁠。だから${\displaystyle V_{\mathrm {in} }}$出力が切り替わるには、この電圧を超える必要があります。コンパレータの出力が切り替わると、${\displaystyle -V_{\mathrm {S} }}$⁠、しきい値は${\textstyle -{\frac {R_{1}}{R_{1}+R_{2}}}V_{\mathrm {S} }}$ハイに戻す。つまり、この回路はゼロを中心とするスイッチングバンドを作成し、トリガーレベルは${\textstyle \pm {\frac {R_{1}}{R_{1}+R_{2}}}V_{\mathrm {S} }}$（接続することで左または右に移動できます）${\displaystyle R_{1}}$入力電圧がバンドの上端より上に上昇し、次にバンドの下端より下に下がって初めて、出力がオフ（マイナス）になり、その後再びオン（プラス）になる。${\displaystyle R_{1}}$ゼロ（つまり短絡）または${\displaystyle R_{2}}$が無限大の場合、帯域はゼロ幅に縮退し、標準的な比較器として動作します。

並列回路とは対照的に、この回路は入力電源に影響を与えません。なぜなら、入力電源はオペアンプの高い入力差動インピーダンスによって分圧器の出力から分離されているからです。

反転増幅器では、抵抗器の両端に電圧降下が発生します。${\displaystyle R_{1}}$基準電圧、すなわち上限しきい値電圧を決定します。${\displaystyle V_{+}}$⁠そしてより低いしきい値電圧${\displaystyle V_{-}}$入力信号が印加された場合との比較のために、これらの電圧は固定されています。出力電圧と抵抗値が固定されているためです。

ドロップを変更することで⁠${\displaystyle R_{1}}$しきい値電圧は、バイアス電圧を加えることで変化させることができます。${\displaystyle V_{\mathrm {b} }}$抵抗器と直列に接続${\displaystyle R_{1}}$⁠、その両端の電圧降下を変化させることができ、それによってしきい値電圧が変化する。バイアス電圧を変化させることで、所望の基準電圧値を得ることができる。上記の式は次のように修正できる。 $${\displaystyle V_{\pm }=\pm V_{\text{s}}{\frac {R_{1}}{R_{1}+R_{2}}}+V_{\text{b}}{\frac {R_{2}}{R_{1}+R_{2}}}.}$$