分散要素フィルタ

分布素子フィルタは、従来のフィルタのように、静電容量、インダクタンス、抵抗（回路の要素）が個別のコンデンサ、インダクタ、抵抗器に局在していない電子フィルタです。その目的は、さまざまな信号周波数を通過させ、他の周波数をブロックすることです。従来のフィルタはインダクタとコンデンサで構成され、そのように構築された回路は、各要素が 1 か所に「まとめられている」とみなす集中要素モデルによって記述されます。このモデルは概念的には単純ですが、信号の周波数が高くなると、または波長が短くなると、信頼性が低下します。分布素子モデルはすべての周波数に適用され、伝送線路理論で使用されます。多くの分布素子コンポーネントは、短い伝送線路で構成されています。回路の分散ビューでは、要素は導体の長さに沿って分散され、密接に混ざり合っています。フィルタ設計では通常、インダクタンスと静電容量のみが考慮されていますが、要素が混在するため、これらを個別の「まとめられた」コンデンサとインダクタとして扱うことはできません。分散要素フィルタを使用する必要がある正確な周波数はありませんが、分散要素フィルタは特にマイクロ波帯域 (波長 1 メートル未満) に関連しています。

分布素子フィルタは、無線チャネルの選択性、ノイズの帯域制限、多数の信号を 1 つのチャネルに多重化するなど、集中素子フィルタと同じ多くの用途で使用されます。分布素子フィルタは、通常は近似値のみになるハイパスを除き、集中素子で可能な任意のバンドフォーム (ローパス、バンドパスなど) を持つように構築できます。集中素子設計で使用されるすべてのフィルタ クラス (バターワース、チェビシェフなど) は、分散素子アプローチを使用して実装できます。

分布定数フィルタを構成するために用いられる部品形式は数多くあるが、いずれも伝送線路に不連続性を引き起こすという共通の性質を持つ。これらの不連続性は線路を伝わる波面に対してリアクタンスインピーダンスを呈し、これらのリアクタンスはフィルタの必要に応じて集中インダクタ、コンデンサ、共振器の近似値として機能するように設計によって選択される。 ^[4]

分布素子フィルタの開発は、第二次世界大戦中の軍事的レーダーおよび電子対抗手段の必要性によって促進されました。集中素子アナログフィルタはそれ以前に開発されていましたが、これらの新しい軍事システムはマイクロ波周波数で動作し、新しいフィルタ設計が必要でした。戦争が終わると、この技術は電話会社やテレビ放送局などの大規模な固定通信ネットワークを持つ他の組織が使用するマイクロ波リンクに応用されました。今日では、この技術は衛星テレビアンテナで使用されるコンバータ（図 1 に例を示します）など、いくつかの大量生産された消費者向け製品に使用されています。

記号 λ は、その電気長さの線路またはその線路部分で送信される信号の波長を意味するために使用されます。

分布素子フィルタは、主にVHF (超短波) 帯域 (30 ～ 300 MHz ) 以上の周波数で使用されます。これらの周波数では、受動部品の物理的な長さが動作周波数の波長のかなりの部分を占めるため、従来の集中素子モデルを使用することは困難になります。分布素子モデリングが必要になる正確なポイントは、検討中の特定の設計によって異なります。一般的な経験則は、コンポーネントの寸法が 0.1λ より大きい場合に分布素子モデリングを適用することです。電子機器の小型化が進むにつれて、回路設計は λ に比べてますます小さくなっています。これらの進歩の結果、フィルタ設計に分布素子アプローチが必要になる周波数はますます高くなっています。一方、アンテナ構造の寸法は通常、すべての周波数帯域で λ に匹敵し、分布素子モデルが必要です。^[5]

分布定数フィルタとその集中定数近似の動作における最も顕著な違いは、伝送線路の伝達特性が高調波間隔で繰り返されるため、分布定数フィルタには集中定数プロトタイプの通過帯域の複数の通過帯域レプリカが存在することである。これらのスプリアス通過帯域はほとんどの場合望ましくない。^[6]

わかりやすくするために、この記事の図では、ストリップライン形式で実装されたコンポーネントが描かれています。これは業界の好みを意味するものではありませんが、平面伝送線路形式 (つまり、導体が平らなストリップで構成されている形式) は、確立されたプリント基板製造技術を使用して実装できるため人気があります。示されている構造は、マイクロストリップまたは埋め込みストリップライン技術 (寸法を適切に調整) を使用して実装することもでき、同軸ケーブル、ツインリード、導波管に適応できますが、一部の構造は他の構造よりも特定の実装に適しています。たとえば、いくつかの構造のオープンワイヤ実装は図 3 の 2 番目の列に示されており、オープンワイヤに相当するものは他のほとんどのストリップライン構造で見つけることができます。平面伝送線路は、集積回路設計でも使用されます。^[7]

分布素子フィルタの開発は、第二次世界大戦前の数年間に始まりました。分布素子回路の分野を創始したのはウォーレン・P・メイソンです。^[8] このテーマに関する主要な論文は、1937年にメイソンとサイクスによって発表されました。^[9]メイソンは、それよりずっと前の1927年に特許^[10]を申請しており、その特許には、集中要素解析から離れた最初の公開された電気設計が含まれている可能性があります。^[11]メイソンとサイクスの研究は、同軸ケーブルと平衡ペアのワイヤの形式に焦点を当てていました。平面技術はまだ使用されていませんでした。戦時中、レーダーと電子対抗手段のフィルタリングのニーズによって、多くの開発が行われました。その多くはMIT放射線研究所で行われましたが、^[12]米国と英国の他の研究所も関与していました。^{[13] [14]}

フィルターが戦時中の設計を超えて進化するには、ネットワーク理論のいくつかの重要な進歩が必要でした。その 1 つが、ポール リチャーズの等長線理論です。^[15]等長線とは、すべての要素が同じ長さ (または場合によっては単位長さの倍数) であるネットワークですが、他の寸法が異なり、異なる特性インピーダンスを与える場合があります。リチャーズの変換により、集中要素設計を「そのまま」受け取り、非常に単純な変換方程式を使用して分散要素設計に直接変換できます。^[16]

実用的なフィルタを構築するという観点から見たリチャーズの変換の難しさは、結果として得られる分布素子設計に必ず直列接続された素子が含まれることであった。これは平面技術では実装できず、他の技術でもしばしば不便であった。この問題は、インピーダンス変換器を使用して直列素子を排除したK.黒田によって解決された。彼は1955年に黒田恒等式として知られる一連の変換を発表したが、彼の研究は日本語で書かれており、彼のアイデアが英語の文献に取り入れられるまでには数年かかった。^[17]

戦後、重要な研究の方向性として、広帯域フィルタの設計帯域幅の拡大が試みられました。当時使用されていたアプローチ (現在でも使用されています) は、集中素子プロトタイプ フィルタから始めて、さまざまな変換を経て、分布素子形式で目的のフィルタに到達するというものでした。このアプローチは、最小Qが 5 で止まっているように見えました ( Qの説明については、以下のバンドパス フィルタを参照してください)。1957 年、スタンフォード研究所のLeo Young は、分布素子プロトタイプから始めるフィルタ設計方法を発表しました。 ^{[18]このプロトタイプは、} 1/4 波長インピーダンス トランスフォーマーに基づいており、最大 1オクターブの帯域幅 ( Qは約 1.3 に相当)の設計を実現できました。Young の論文の手順の一部は経験的でしたが、後に^[19]正確な解が発表されました。Young の論文は、特に直接結合空洞共振器について扱っていますが、この手順は、この記事で説明されている現代の平面技術に見られるような他の直接結合共振器タイプにも同様に適用できます。容量ギャップフィルタ（図8）と並列結合線路フィルタ（図9）は直接結合共振器の例です。^[16]

プリント平面技術の導入により、フィルタを含む多くのマイクロ波部品の製造が大幅に簡素化され、マイクロ波集積回路も可能になった。平面伝送線路がいつ誕生したかは不明だが、1936年にはすでに平面伝送線路を使った実験が記録されている。^[20]ただし、プリントストリップラインの発明者はわかっており、1951年にそのアイデアを発表したロバート・M・バレットである。 ^[21]これは急速に普及し、バレットのストリップラインはすぐに競合する平面形式、特にトリプレートやマイクロストリップとの激しい商業的競争にさらされることになった。現代の一般的な用語であるストリップラインは、通常、当時トリプレートと呼ばれていた形式を指す。^[22]

初期のストリップライン直結共振器フィルタは端部結合型であったが、並列結合ラインフィルタ、^[23]インターデジタルフィルタ、^[24]およびコムラインフィルタ [25] の導入により長さが短縮され、小型化が進んだ。^[26]この研究の多くは、ジョージ・マサエイ率いるスタンフォード大学のグループと、前述のレオ・ヤングらによって、今日でも回路設計者の参考資料となっている画期的な書籍として出版された。^{[27] [28]}ヘアピンフィルタは1972年に初めて説明された。 ^{[29] [29]} 1970年代までに、今日一般的に使用されているフィルタトポロジのほとんどが説明された。^{[30]より最近の研究では、同じ基本トポロジを使用しながら、疑似}楕円形などの新しいまたは異なる数学的クラスのフィルタ、またはサスペンデッドストリップラインやフィンラインなどの代替実装技術に集中している。^[31]

分散素子フィルタの非軍事分野における最初の応用は、通信会社がネットワークのバックボーンとして利用したマイクロ波リンクであった。これらのリンクは、大規模な固定ネットワークを持つ他の産業、特にテレビ放送局でも利用された。 ^[32]このような応用は、大規模な設備投資プログラムの一部であったが、大量生産によってこの技術は国内の衛星テレビシステムに組み込むのに十分なほど安価になった。^{[33]新たな応用としては、携帯電話会社が運営する}携帯電話基地局で使用するための超伝導フィルタがある。^[34]

実装できる最も単純な構造は、線路の特性インピーダンスのステップで、これにより伝送特性に不連続性が導入されます。これは、プレーナ技術では伝送線路の幅を変更することによって行われます。図 4(a) は、インピーダンスのステップアップを示しています (線路が狭いほどインピーダンスが高くなります)。インピーダンスのステップダウンは、図 4(a) の鏡像になります。不連続性は、近似的に直列インダクタとして表すことができますが、より正確には、図 4(a) に示すように、ローパス T 回路として表すことができます。^{[35]複数の不連続性は、多くの場合、}インピーダンス変成器と組み合わせて、より高次のフィルタを生成します。これらのインピーダンス変成器は、短い (多くの場合 λ/4) 長さの伝送線路でかまいません。これらの複合構造は、対応する集中定数フィルタの有理伝達関数を近似することにより、任意のフィルタ ファミリ (バターワース、チェビシェフなど) を実装できます。この対応は正確ではない。なぜなら分布定数回路は有理的ではないため、集中定数と分布定数の動作が異なる根本的な原因となるからである。インピーダンス変換器は集中定数と分布定数フィルタのハイブリッド混合（いわゆる半集中定数構造）にも使用される。^[36]

分布定数フィルタのもう 1 つの非常に一般的なコンポーネントはスタブです。狭い周波数範囲では、スタブはコンデンサまたはインダクタとして使用できます (インピーダンスは長さによって決まります)。ただし、広い帯域では共振器として動作します。短絡回路の公称 1/4 波長スタブ (図 3(a)) はシャントLC 反共振器として動作し、開回路の公称 1/4 波長スタブ (図 3(b)) は直列 LC共振器として動作します。スタブはインピーダンス トランスと組み合わせてより複雑なフィルタを構築することもできます。また、その共振特性から予想されるように、バンドパス アプリケーションで最も役立ちます。^[39]オープンサーキットスタブは平面技術で製造するのがより容易であるが、終端が理想的なオープンサーキットから大きく逸脱するという欠点があり（図4(b)を参照）、多くの場合、ショートサーキットスタブが好まれることになる（長さにλ/4を加えたり減らしたりすることで、常に一方を他方の代わりに使用することができる）。^[35]

ヘリカル共振器はスタブに似ており、分布素子モデルで表現する必要があるが、実際には集中素子を使用して構築されている。非平面形式で構築され、巻線とコアで構成され、片端のみで接続されている。このデバイスは通常、コアを調整するための上部の穴が付いたシールドされた缶に入っています。同様の目的で使用される集中LC共振器と物理的に非常によく似ています。スタブは、より高いUHFとSHFバンドでより頻繁に使用されますが、ヘリカル共振器は、 VHFの上部とUHFの下部バンドで最も役立ちます。^[40]

結合線路（図 3(ce)）もフィルタ素子として使用できます。スタブと同様に共振器として機能し、同様に短絡または開放回路で終端できます。結合線路は実装が容易な平面技術で好まれる傾向があり、スタブは他の場所で好まれる傾向があります。平面技術で真の開放回路を実装することは、基板の誘電効果により等価回路に常にシャント容量が含まれるため実現不可能です。それにもかかわらず、開放回路は実装が容易なため、平面形式では短絡回路よりもよく使用されます。多数の素子タイプが結合線路として分類でき、より一般的なもののいくつかを図に示します。^[41]

いくつかの一般的な構造が、集中定数素子の対応物とともに図 3 と 4 に示されています。これらの集中定数素子の近似は、等価回路としてではなく、特定の周波数範囲での分布定数素子の動作のガイドとして考えてください。図 3(a) と 3(b) は、それぞれ短絡スタブと開回路スタブを示しています。スタブの長さが λ/4 の場合、これらはそれぞれ反共振器と共振器として動作するため、それぞれバンドパス フィルターとバンドストップ フィルターの要素として役立ちます。図 3(c) は、主線路に結合された短絡線路を示しています。これも共振器として動作しますが、共振周波数が対象帯域のかなり外側にあるローパス フィルターアプリケーションでよく使用されます。図 3(d) と 3(e) は結合線路構造を示しており、どちらもバンドパス フィルターで役立ちます。図3(c)と3(e)の構造は、線路と直列に配置されたスタブを含む等価回路を持っています。このようなトポロジーはオープンワイヤ回路では簡単に実装できますが、平面技術ではそうではありません。したがって、これら2つの構造は等価直列要素を実装するのに役立ちます。^[42]

ローパスフィルタは、図5に示すステップインピーダンスフィルタを備えたラダートポロジーの集中定数プロトタイプから直接実装できます。これはカスケードライン設計とも呼ばれます。フィルタは、集中定数実装の直列インダクタとシャントコンデンサに対応する、高インピーダンスラインと低インピーダンスラインの交互セクションで構成されています。ローパスフィルタは、アクティブコンポーネントに直流（DC）バイアスを供給するためによく使用されます。この用途向けのフィルタは、チョークと呼ばれることもあります。このような場合、フィルタの各要素の長さはλ/4（λはDCソースへの伝送をブロックするメインライン信号の波長）であり、ラインの高インピーダンスセクションは、インダクタンスを最大化するために製造技術が許す限り狭く作られています。^[43]集中定数の場合と同様に、フィルタの性能に応じてセクションを追加できます。この構造は、平面形状だけでなく、中心導体に金属と絶縁体のディスクを交互にねじ込む同軸実装に特に適しています。 ^{[44] [45] [46]}

ステップインピーダンス設計のより複雑な例を図 6 に示します。ここでも、細い線はインダクタを実装するために使用され、太い線はコンデンサに対応しますが、この場合、集中定数の対応物には、メインラインを横切ってシャント接続された共振器があります。このトポロジーは、阻止帯域に減衰極を持つ楕円フィルターまたはチェビシェフフィルターの設計に使用できます。ただし、これらの構造のコンポーネントの値を計算するのは複雑なプロセスであるため、設計者は代わりにm 導出フィルターとして実装することを選択することが多くなっています。m 導出フィルターはパフォーマンスが高く、計算がはるかに簡単です。共振器を組み込む目的は、阻止帯域除去を改善することです。ただし、最高周波数共振器の共振周波数を超えると、共振器が開回路に近づくにつれて、阻止帯域除去が低下し始めます。このため、この設計で構築されたフィルターには、フィルターの最終要素として、追加の単一のステップインピーダンスコンデンサが付いていることがよくあります。^[47]これにより、高周波での良好な除去も保証されます。^{[48] [49] [50]}

もう 1 つの一般的なローパス設計手法は、シャント コンデンサをスタブとして実装し、共振周波数を動作周波数より高く設定して、スタブ インピーダンスが通過帯域で容量性になるようにすることです。この実装には、図 6 のフィルタに似た一般的な形式の集中定数の対応物があります。スペースが許せば、図 7(a) に示すように、スタブをメイン ラインの交互の側に設定できます。この目的は、隣接するスタブ間の結合を防ぎ、周波数応答を変更してフィルタのパフォーマンスを低下させることを防ぐことです。ただし、すべてのスタブを同じ側に配置した構造も有効な設計です。スタブを非常に低インピーダンスのラインにする必要がある場合、スタブの幅が不便になることがあります。このような場合、考えられる解決策は、2 つの狭いスタブを並列に接続することです。つまり、各スタブ位置で、ラインの両側にスタブがあります。このトポロジーの欠点は、2 つのスタブが一緒になって形成される λ/2 の長さの線路に沿って、追加の横方向共振モードが発生する可能性があることです。チョーク設計の場合、必要なことは、単に静電容量をできるだけ大きくすることであり、そのためには、最大スタブ幅 λ/4 を使用し、メイン ラインの両側にスタブを並列に配置することができます。結果として得られるフィルターは、図 5 のステップ インピーダンス フィルターに似ていますが、まったく異なる原理で設計されています。^[43]この幅のスタブを使用する場合の難しさは、スタブがメイン ラインに接続されるポイントが明確に定義されないことです。λ と比較して狭いスタブは、その中心線に接続されていると見なすことができ、その仮定に基づく計算により、フィルター応答を正確に予測できます。ただし、幅の広いスタブの場合、サイド ブランチがメイン ラインの特定のポイントに接続されていると仮定して計算すると、伝送パターンの適切なモデルではなくなるため、不正確になります。この困難を解決する一つの方法は、直線スタブの代わりに放射状スタブを使うことである。平行な放射状スタブのペア（主線路の両側に1つずつ）はバタフライスタブと呼ばれる（図7(b)参照）。線路の端にできる平行な3つの放射状スタブのグループはクローバーリーフスタブと呼ばれる。^{[51] [52]}

バンドパス フィルターは、共振できる任意の要素を使用して構築できます。スタブを使用したフィルターは明らかにバンドパスにできますが、他にもさまざまな構造が可能であり、そのいくつかを以下に示します。

_{バンドパスフィルタについて}議論する際に重要なパラメータは、比帯域幅です。これは、帯域幅と幾何学的中心周波数の比として定義されます。この量の逆数はQ係数Qと呼ばれます。ω1とω2_が通過帯域の端の周波数である場合、次の式が成り立ちます。 ^[53]

帯域幅、${\displaystyle \Delta \omega =\omega _{2}-\omega _{1}\,}$

幾何学的中心周波数と${\displaystyle \omega _{0}={\sqrt {\omega _{1}\omega _{2}}}}$

${\displaystyle Q={\frac {\omega _{0}}{\Delta \omega }}}$

容量ギャップ構造は、長さが約λ/2の線路部分で構成され、共振器として機能し、伝送線路のギャップによって「端から端まで」結合されます。これは特に平面形式に適しており、プリント回路技術で簡単に実装でき、プレーン伝送線路よりも多くのスペースを占有しないという利点があります。このトポロジーの制限は、パフォーマンス（特に挿入損失）が分数帯域幅の増加とともに低下し、Qが約5未満では許容できる結果が得られないことにあります。低Q設計を作成する際のさらなる困難は、分数帯域幅が広いほどギャップ幅を小さくする必要があることです。トラックの最小幅と同様に、ギャップの最小幅は、印刷技術の解像度によって制限されます。^{[46] [54]}

平行結合線路は、プリント基板のもう 1 つの一般的なトポロジーです。このトポロジーでは、オープン サーキット線路の実装が最も簡単です。製造は印刷されたトラックのみで構成されるためです。この設計は、並列 λ/2 共振器の列で構成されますが、隣接する各共振器とは λ/4 のみで結合するため、図 9 に示すように、ずらした線路を形成します。このフィルターでは、容量ギャップ フィルターよりも広い分数帯域幅が可能ですが、誘電損失によって Q が低下するため、プリント基板で同様の問題が発生します。Qの低い線路では、より密な結合と、それらの間のより小さなギャップが必要ですが、これは印刷プロセスの精度によって制限されます。この問題の 1 つの解決策は、複数の層にトラックを印刷し、隣接する線路が重なり合うが、異なる層にあるため接触しないようにすることです。この方法では、線路をその幅にわたって結合できるため、端から端までの場合よりもはるかに強い結合が得られ、同じパフォーマンスでより大きなギャップが可能になります。^[55]

その他の（非印刷）技術では、短絡線路が好まれる場合があります。これは、短絡によって線路の機械的な接続点が提供され、Qを低下させる誘電体絶縁体が機械的なサポートに必要ないためです。機械的および組み立て上の理由以外では、短絡結合線路よりも開放結合線路の方が好まれることはほとんどありません。どちらの構造でも、同じ範囲のフィルタ実装を同じ電気的性能で実現できます。両方のタイプの並列結合フィルタは、理論上、他の多くのフィルタトポロジ（スタブなど）で見られるように、中心周波数の 2 倍のスプリアス通過帯域を持ちません。ただし、このスプリアス通過帯域を抑制するには、結合線路を完全に調整する必要がありますが、実際には実現されていないため、この周波数で必然的にいくらかのスプリアス通過帯域が残ります。^{[46] [56] [57]}

ヘアピンフィルタは、並列結合線路を使用する別の構造である。この場合、並列結合線路の各ペアは、短いリンクによって次のペアに接続されている。このように形成された「U」字型から、ヘアピンフィルタという名前が付けられている。設計によっては、リンクが長くなり、セクション間でλ/4インピーダンス変成器動作を行う幅の広いヘアピンが得られる。^{[58] [59]}

図 10 に見られる斜めの曲げはストリップライン設計によく見られるもので、大きな不連続性を生み出す鋭い直角と、一部の製品では厳しく制限される可能性のある基板面積を多く占める滑らかな曲げとの間の妥協点を表しています。このような曲げは、利用可能なスペースに収まらない長いスタブでよく見られます。この種の不連続性の集中素子等価回路は、ステップインピーダンス不連続性に似ています。^[38]このようなスタブの例は、記事の冒頭の写真にあるいくつかのコンポーネントへのバイアス入力で見ることができます。^{[46] [60]}

インターデジタルフィルタは、結合線路フィルタの別の形式です。各線路セクションの長さは約 λ/4 で、片方の端のみ短絡され、もう一方の端は開放されています。短絡される端は、各線路セクションで交互になります。このトポロジは、平面技術で簡単に実装できますが、金属ケース内に固定された線路の機械的アセンブリにも特に適しています。線路は円形ロッドまたは長方形バーのいずれかで、同軸形式の線路とのインターフェイスは簡単です。並列結合線路フィルタと同様に、サポート用の絶縁体を必要としない機械的配置の利点は、誘電損失がなくなることです。線路間の間隔要件は、並列線路構造ほど厳しくないため、より高い比帯域幅を実現でき、Q値を 1.4 まで下げることが可能です。^{[61] [62]}

コムラインフィルタは、誘電体サポートのない金属ケースに機械的に組み立てられるという点でインターデジタルフィルタに似ています。コムラインの場合、すべてのラインは、交互の端ではなく同じ端で短絡されます。他の端はコンデンサで接地され、その結果、設計は半集中型に分類されます。この設計の主な利点は、上側のストップバンドを非常に広くできること、つまり、すべての対象周波数でスプリアスパスバンドがないことです。^[63]

前述のように、スタブはバンドパス設計に適しています。これらの一般的な形式は、メインラインが狭く高インピーダンスのラインではなくなる点を除けば、スタブ ローパス フィルタに似ています。設計者は、さまざまなトポロジのスタブ フィルタから選択できますが、その中には同一の応答を生成するものもあります。スタブ フィルタの例を図 12 に示します。これは、λ/4 インピーダンス トランスフォーマーによって結合された λ/4 短絡スタブの列で構成されています。

フィルタ本体のスタブは2本の並列スタブであるのに対し、端部のスタブは1本のみで、この配置にはインピーダンス整合の利点がある。インピーダンス変成器は、シャント反共振器の列を直列共振器とシャント反共振器のラダーに変換する効果を持つ。同様の特性を持つフィルタは、λ/4オープンサーキットスタブをラインと直列に配置し、λ/4インピーダンス変成器と結合して構成することができるが、この構造は平面技術では不可能である。^[64]

さらにもう 1 つの構造として、λ/4 インピーダンス トランスフォーマーと結合した λ/2 オープン サーキット スタブをライン全体に配置する方法があります。このトポロジーは、ローパスとバンドパスの両方の特性を備えています。DC を通過させるため、ブロッキング コンデンサを必要とせずにアクティブ コンポーネントにバイアス電圧を伝送できます。また、短絡リンクが不要なため、ストリップラインとして実装する場合、ボード印刷以外の組み立て作業は必要ありません。欠点は次のとおりです。

(i) スタブがすべて 2 倍の長さになるため、フィルタは対応する λ/4 スタブ フィルタよりも多くの基板面積を占有します。

（ii）最初のスプリアス通過帯域は2ω ₀であるのに対し、λ/4スタブフィルタでは3ω _{0である。} ^[65]

小西は、60°バタフライスタブを使用し、ローパス応答も備えた広帯域12GHzバンドパスフィルタについて説明しています（このような応答を防ぐには短絡スタブが必要です）。分布素子フィルタの場合によくあることですが、フィルタが分類されるバンドフォームは、どのバンドが望ましく、どのバンドがスプリアスと見なされるかによって大きく異なります。^[66]

真のハイパス フィルタを分散素子で実装するのは、不可能ではないにしても困難です。通常の設計アプローチは、バンドパス設計から開始しますが、上部のストップバンドが関心のないほど高い周波数で発生するようにします。このようなフィルタは疑似ハイパスと呼ばれ、上部のストップバンドは残留ストップバンドと呼ばれます。図 8 の容量ギャップ フィルタなど、「明らかな」ハイパス トポロジを持つように見える構造でも、非常に短い波長での動作を考慮すると、バンドパスであることがわかります。^[67]

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