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分布素子フィルタは、従来のフィルタのように個別のコンデンサ、インダクタ、抵抗に容量、インダクタンス、抵抗（回路の要素）が集中していない電子フィルタです。その目的は、ある周波数範囲の信号は通過させ、他の周波数は遮断することです。従来のフィルタはインダクタとコンデンサで構成され、このように構築された回路は、各要素が1か所に「集中している」と考える集中素子モデルで記述されます。このモデルは概念的には単純ですが、信号の周波数が高くなるにつれて、あるいは波長が短くなるにつれて、信頼性が低下します。分布素子モデルはすべての周波数に適用でき、伝送線路理論で使用されます。多くの分布素子コンポーネントは、短い伝送線路で構成されています。回路の分布的な見方では、要素は導体の長さに沿って分布し、不可分に混ざり合っています。フィルタ設計は通常、インダクタンスとキャパシタンスのみに着目しますが、これらの要素が混在しているため、個別の「集中定数」コンデンサとインダクタとして扱うことはできません。分布定数フィルタを使用すべき周波数範囲は明確に定められていませんが、特にマイクロ波帯（波長1メートル未満）でよく用いられます。
分布素子フィルタは、無線チャネルの選択性、ノイズの帯域制限、多数の信号を1つのチャネルに多重化するなど、集中素子フィルタと同様の多くの用途で使用されます。分布素子フィルタは、集中素子で可能なあらゆる帯域形状（低域通過、帯域通過など）を持つように構成できますが、高域通過は通常近似的にしか実現できません。集中素子設計で使用されるすべてのフィルタクラス（バターワース、チェビシェフなど）は、分布素子方式を使用して実装できます。
分布素子フィルタを構成するために使用されるコンポーネント形式は多数ありますが、すべて伝送線路に不連続性を引き起こすという共通の特性を持っています。これらの不連続性は、線路を伝搬する波面に対してリアクタンスを示し、これらのリアクタンスは、フィルタの要件に応じて、集中インダクタ、コンデンサ、または共振器の近似として機能するように設計できます。 [ 4 ]
分布素子フィルタの開発は、第二次世界大戦中のレーダーや電子妨害装置 に対する軍事的ニーズによって促進されました。集中素子アナログフィルタはそれ以前から開発されていましたが、これらの新しい軍事システムはマイクロ波周波数で動作するため、新しいフィルタ設計が必要とされました。戦争終結後、この技術は電話会社やテレビ放送局などの大規模な固定通信ネットワークを持つ組織が使用するマイクロ波リンクに応用されました。現在では、衛星放送受信アンテナで使用されるコンバータ（図1参照）など、多くの量産型民生品にもこの技術が用いられています。
分布素子フィルタは、主にVHF（超高周波）帯域（30～300 MHz）を超える周波数で使用されます。これらの周波数では、受動部品の物理的な長さが動作周波数の波長のかなりの割合を占めるため、従来の集中定数モデルを使用することが困難になります。分布素子モデリングが必要になる正確なポイントは、検討対象の特定の設計によって異なります。一般的な経験則としては、部品の寸法が0.1λより大きい場合に分布素子モデリングを適用することです。電子機器の小型化が進むにつれて、回路設計はλに比べてますます小さくなっています。このような進歩の結果、フィルタ設計に分布素子アプローチが必要になる周波数はますます高くなっています。一方、アンテナ構造の寸法は通常、すべての周波数帯域でλと同程度であり、分布素子モデルが必要です。[ 5 ]
分布素子フィルタとその集中素子近似の動作における最も顕著な違いは、伝送線路の伝達特性が高調波間隔で繰り返されるため、前者は集中素子プロトタイプの通過帯域の複数の通過帯域複製を持つという点である。これらの不要な通過帯域は、ほとんどの場合望ましくない。[ 6 ]
分かりやすくするために、この記事の図はストリップライン形式で実装されたコンポーネントで描かれています。これは業界の好みを示すものではありませんが、平面伝送線路形式（導体が平らなストリップで構成されている形式）は、確立されたプリント基板製造技術を使用して実装できるため人気があります。示されている構造は、マイクロストリップまたは埋め込みストリップライン技術を使用して実装することもでき（寸法を適切に調整する必要があります） 、同軸ケーブル、ツインリード、導波管にも適用できますが、構造によっては、他の構造よりも特定の実装に適しているものがあります。たとえば、いくつかの構造のオープンワイヤ実装は図 3 の 2 列に示されており、他のほとんどのストリップライン構造についてもオープンワイヤ相当のものが見つかります。平面伝送線路は集積回路設計にも使用されます。[ 7 ]
分布素子フィルタの開発は第二次世界大戦前に始まった 。ウォーレン・P・メイソンは分布素子回路の分野を創設した。[ 8 ] この主題に関する主要な論文は、1937年にメイソンとサイクスによって発表された。[ 9 ]メイソンはそれよりずっと前の1927年に特許を出願しており[ 10 ]、その特許には集中素子解析から離れた最初の公開された電気設計が含まれている可能性がある。[ 11 ]メイソンとサイクスの研究は同軸ケーブルと平衡対線の形式に焦点を当てており、平面技術はまだ使用されていなかった。レーダーと電子対抗手段のフィルタリングの必要性に駆り立てられ、戦時中に多くの開発が行われた。その多くはMIT放射線研究所で行われたが[ 12 ]、米国と英国の他の研究所も関与していた。[ 13 ] [ 14 ]
フィルタが戦時設計を超える進歩を遂げるには、ネットワーク理論におけるいくつかの重要な進歩が必要でした。その一つが、ポール・リチャーズの同値線理論です。[ 15 ]同値線とは、すべての要素が同じ長さ（または場合によっては単位長さの倍数）であるネットワークですが、異なる特性インピーダンスを与えるために他の寸法が異なる場合があります。リチャーズの変換により、集中素子設計を「そのまま」取り、非常に単純な変換式を使用して分布素子設計に直接変換することができます。[ 16 ]
実用的なフィルタを構築するという観点からリチャーズの変換の難点は、結果として得られる分布素子設計に必ず直列接続された素子が含まれることだった。これは平面技術では実現不可能であり、他の技術でも不便な場合が多かった。この問題は、インピーダンス変換器を使用して直列素子を除去した黒田和彦によって解決された。彼は1955年に黒田恒等式として知られる一連の変換を発表したが、彼の研究は日本語で書かれており、彼のアイデアが英語の文献に組み込まれるまでには数年を要した。[ 17 ]
戦後、重要な研究分野の一つは、広帯域フィルタの設計帯域幅を拡大することでした。当時（そして現在も）用いられているアプローチは、集中定数素子プロトタイプフィルタから始めて、さまざまな変換を経て、分布定数素子の形式で目的のフィルタに到達するというものでした。このアプローチは、最小Q値が5で頭打ちになっているように見えました（Q値の説明については、下記の「バンドパスフィルタ」を参照）。1957年、スタンフォード研究所のレオ・ヤングは、分布定数素子プロトタイプから始まるフィルタ設計法を発表しました。 [ 18 ]このプロトタイプは1/4波長インピーダンス変換器に基づいており、帯域幅が最大1オクターブ、つまりQ値が約1.3までの設計が可能でした。ヤングの論文における手順の一部は経験的なものでしたが、後に[ 19 ]正確な解が発表されました。ヤングの論文は特に直接結合空洞共振器について述べていますが、この手順は、現代の平面技術に見られるものなど、他の直接結合共振器タイプにも同様に適用でき、この記事で図解されています。容量性ギャップフィルタ（図8）と並列結合線路フィルタ（図9）は、直接結合共振器の例である。[ 16 ]
これは、基板を貫通して下の地面と接続するストラップを表しています。プリント平面技術の導入により、フィルタを含む多くのマイクロ波部品の製造が大幅に簡素化され、マイクロ波集積回路が可能になった。平面伝送線路がいつ誕生したかは不明だが、それを用いた実験は1936年には既に記録されている。[ 20 ]しかし、プリントストリップラインの発明者は判明しており、1951年にそのアイデアを発表したロバート・M・バレットである。[ 21 ]これは急速に普及し、バレットのストリップラインはすぐに、特にトリプレートやマイクロストリップといった競合する平面フォーマットとの激しい商業的競争に直面した。現代の用法では、ストリップラインという総称は通常、当時トリプレートとして知られていた形式を指す。[ 22 ]
初期のストリップライン直接結合共振器フィルタは端結合でしたが、並列結合ラインフィルタ[ 23 ] 、インターデジタルフィルタ[ 24 ]、およびコムラインフィルタ[25]の導入により、長さが短縮され、コンパクト性が徐々に向上しました。この研究の多くは、ジョージ・マタイが率いるスタンフォード大学のグループによって発表され、前述のレオ・ヤングも参加しており、今日でも回路設計者の参考書として使われている画期的な書籍にまとめられています。[ 26 ] [ 27 ]ヘアピンフィルタは1972年に初めて記述されました。 [ 28 ] [ 29 ] 1970年代までに、今日一般的に使用されているフィルタトポロジーのほとんどが記述されました。[ 30 ]最近の研究では、同じ基本トポロジーを使用しながら、擬似楕円フィルタなどの新しいまたは変種の数学的フィルタクラス、またはサスペンデッドストリップラインやフィンラインなどの代替実装技術に焦点を当てています。[ 31 ]
分散素子フィルタの非軍事用途における最初の例は、通信会社がネットワークの基幹を提供するために使用するマイクロ波リンクでした。これらのリンクは、テレビ放送局をはじめとする大規模な固定ネットワークを持つ他の産業でも使用されていました。 [ 32 ]このような用途は、大規模な設備投資プログラムの一部でした。しかし、大量生産により、この技術は国内の衛星テレビシステムに組み込むのに十分なほど安価になりました。[ 33 ]新たな用途としては、携帯電話会社が運営するセルラー基地局で使用される超伝導フィルタがあります。 [ 34 ]
実装可能な最も単純な構造は、伝送特性に不連続性を導入する伝送線の特性インピーダンスのステップです。これは、平面技術では伝送線の幅を変えることによって行われます。図 4(a) はインピーダンスのステップアップを示しています (線幅が狭いほどインピーダンスが高くなります)。インピーダンスのステップダウンは、図 4(a) の鏡像になります。不連続性は、近似的に直列インダクタとして、より正確には、図 4(a) に示すようなローパス T 回路として表すことができます。[ 35 ]複数の不連続性は、インピーダンス変換器と結合して、より高次のフィルタを生成することがよくあります。これらのインピーダンス変換器は、短い (多くの場合 λ/4) 長さの伝送線路であるだけで済みます。これらの複合構造は、対応する集中定数フィルタの有理伝達関数を近似することにより、任意のフィルタファミリー (バターワース、チェビシェフなど)を実装できます。この対応関係は、分布素子回路が有理数ではあり得ないため、厳密には成り立たず、これが集中素子と分布素子の挙動の乖離の根本原因である。インピーダンス変換器は、集中素子フィルタと分布素子フィルタのハイブリッド混合（いわゆる半集中構造）にも使用される。[ 36 ]
分布素子フィルタのもう1つの非常に一般的な構成要素はスタブです。狭い周波数範囲では、スタブはコンデンサまたはインダクタとして使用できます（そのインピーダンスは長さによって決まります）が、広い帯域では共振器として動作します。短絡状態の公称1/4波長スタブ（図3(a)）はシャントLC反共振器として動作し、開放状態の公称1/4波長スタブ（図3(b)）は直列LC共振器として動作します。スタブは、インピーダンス変換器と組み合わせてより複雑なフィルタを構築するためにも使用でき、その共振特性から予想されるように、バンドパス用途で最も有用です。[ 39 ]平面技術ではオープン回路スタブの製造が容易ですが、終端が理想的なオープン回路から大きくずれるという欠点があります（図 4(b) を参照）。そのため、ショート回路スタブが好まれることがよくあります（長さに λ/4 を加算または減算することで、常に他方の代わりに使用できます）。[ 35 ]
ヘリカル共振器は、分布定数モデルで表現する必要があるという点でスタブに似ていますが、実際には集中定数素子を使用して構築されています。非平面形式で構築され、ボビンとコアに巻かれたコイル状のワイヤで構成され、片端のみが接続されています。デバイスは通常、コアを調整するための穴が上部に開いたシールド缶に収められています。物理的には、同様の目的で使用される集中定数LC共振器と非常によく似ています。ヘリカル共振器は、VHF帯の上限とUHF帯の下限で最も有用ですが、スタブはUHF帯の上限とSHF帯でより頻繁に使用されます。[ 40 ]
結合線路（図3（ce））もフィルタ素子として使用できます。スタブと同様に、共振器として機能し、同様に短絡または開放回路で終端できます。結合線路は、実装が容易なプレーナー技術で好まれる傾向がありますが、それ以外の場所ではスタブが好まれる傾向があります。プレーナー技術で真の開放回路を実装することは、等価回路に常にシャント容量が含まれることを保証するために、基板の誘電効果により実現できません。それにもかかわらず、プレーナー形式では、実装が容易なため、短絡回路よりも開放回路が好まれることがよくあります。多数の素子タイプが結合線路として分類でき、より一般的なものの選択が図に示されています。[ 41 ]
図3と図4には、一般的な構造とその集中定数回路が示されています。これらの集中定数回路による近似は、等価回路としてではなく、特定の周波数範囲における分布定数素子の挙動の目安として捉えるべきです。図3(a)と図3(b)は、それぞれ短絡スタブと開放スタブを示しています。スタブの長さがλ/4の場合、これらはそれぞれ反共振器と共振器として動作し、したがって、それぞれバンドパスフィルタとバンドストップフィルタの素子として有用です。図3(c)は、主線路に結合された短絡線路を示しています。これも共振器として動作しますが、一般的には、共振周波数が対象帯域から十分に外れたローパスフィルタ用途で使用されます。図3(d)と図3(e)は、バンドパスフィルタで有用な結合線路構造を示しています。図3(c)および3(e)の構造は、ラインと直列に配置されたスタブを含む等価回路を備えています。このようなトポロジーは、オープンワイヤ回路では簡単に実装できますが、平面技術ではそうではありません。したがって、これら2つの構造は、等価直列要素を実装するのに役立ちます。[ 42 ]
ローパスフィルタは、図 5 に示すステップインピーダンスフィルタを備えたラダートポロジーの集中定数プロトタイプから直接実装できます。これはカスケードライン設計とも呼ばれます。フィルタは、集中定数実装における直列インダクタと並列コンデンサに対応する、高インピーダンスと低インピーダンスのラインの交互のセクションで構成されています。ローパスフィルタは、アクティブコンポーネントに直流(DC) バイアスを供給するためによく使用されます。この用途向けのフィルタは、チョークと呼ばれることもあります。このような場合、フィルタの各要素の長さは λ/4 (λ は DC ソースへの伝送を阻止する主線信号の波長) であり、インダクタンスを最大化するために、ラインの高インピーダンスセクションは製造技術で可能な限り狭く作られています。[ 43 ]集中定数の場合と同様に、フィルタの性能に応じて追加のセクションを追加できます。図示されている平面形状に加えて、この構造は、金属と絶縁体のディスクを交互に中央導体にねじ込む同軸実装に特に適しています。 [ 44 ] [ 45 ] [ 46 ]
より複雑なステップインピーダンス設計の例を図 6 に示します。ここでも、狭い線はインダクタを実装するために使用され、広い線はコンデンサに対応しますが、この場合、集中定数素子の対応物には、メインラインに並列に接続された共振器があります。このトポロジーは、阻止帯域に減衰極を持つ楕円フィルタまたはチェビシェフフィルタを設計するために使用できます。ただし、これらの構造の部品値を計算するプロセスは複雑であり、設計者は代わりに、性能が良く、計算がはるかに簡単なm 派生フィルタとして実装することを選択することがよくあります。共振器を組み込む目的は、阻止帯域除去を改善することです。ただし、最高周波数共振器の共振周波数を超えると、共振器が開放回路に近づくにつれて阻止帯域除去が悪化し始めます。このため、この設計で構築されたフィルタには、フィルタの最終要素として追加の単一のステップインピーダンスコンデンサがよくあります。[ 47 ]これにより、高周波での良好な除去も保証されます。[ 48 ] [ 49 ] [ 50 ]
もう一つの一般的なローパス設計手法は、シャントコンデンサをスタブとして実装し、共振周波数を動作周波数より高く設定することで、スタブのインピーダンスが通過帯域で容量性になるようにすることです。この実装には、図6のフィルタと同様の一般的な形式の集中定数素子があります。スペースが許せば、図7(a)に示すように、スタブを主線の両側に交互に配置することができます。これは、隣接するスタブ間の結合を防ぎ、周波数応答を変化させることでフィルタの性能を低下させるのを防ぐためです。ただし、すべてのスタブを同じ側に配置する構造も有効な設計です。スタブが非常に低いインピーダンス線路である必要がある場合、スタブの幅が不便なほど広くなることがあります。このような場合、2つのより狭いスタブを並列に接続するという解決策が考えられます。つまり、各スタブ位置には、線路の両側にスタブが配置されます。このトポロジーの欠点は、2 つのスタブによって形成される λ/2 の長さの線路に沿って追加の横方向共振モードが発生する可能性があることです。チョーク設計の場合、要件は単に容量をできるだけ大きくすることであり、そのためには、メイン ラインの両側に並列にスタブを配置して最大スタブ幅 λ/4 を使用できます。結果として得られるフィルタは、図 5 のステップ インピーダンス フィルタとよく似ていますが、まったく異なる原理に基づいて設計されています。[ 43 ]この幅のスタブを使用する際の難点は、それらがメイン ラインに接続される点が明確に定義されていないことです。λ に比べて狭いスタブは、その中心線に接続されているとみなすことができ、その仮定に基づく計算はフィルタ応答を正確に予測します。しかし、幅の広いスタブの場合、側枝がメイン ライン上の特定の点に接続されていると仮定した計算は、伝送パターンの適切なモデルではなくなるため、不正確になります。この難題を解決する一つの方法は、直線スタブの代わりに放射状スタブを使用することです。平行に配置された一対の放射状スタブ（主線の両側に1つずつ）はバタフライスタブと呼ばれます（図7(b)参照）。線路の終端で実現できる、平行に配置された3つの放射状スタブのグループはクローバーリーフスタブと呼ばれます。[ 51 ] [ 52 ]
バンドパスフィルタは、共振可能なあらゆる素子を用いて構成できる。スタブを用いたフィルタは明らかにバンドパスフィルタとして構成できる。その他にも様々な構造が可能であり、以下にその一部を示す。
バンドパスフィルタについて議論する際の重要なパラメータは、分数帯域幅です。これは、帯域幅と幾何学的中心周波数の比として定義されます。この量の逆数は、Q 係数 Q と呼ばれます。ω 1とω 2 が通過帯域の端の周波数である場合、次のようになります。[ 53 ]
容量ギャップ構造は、長さ約λ/2の線路セクションから構成され、共振器として機能し、伝送線路のギャップによって「端から端まで」結合されます。これは特に平面フォーマットに適しており、プリント回路技術で容易に実装でき、プレーンな伝送線路よりもスペースを占有しないという利点があります。このトポロジーの制限は、性能（特に挿入損失）が分数帯域幅の増加とともに悪化し、 Qが約5未満では許容できる結果が得られないことです。低Q設計を作成する際のもう1つの困難は、分数帯域幅が広いほどギャップ幅を小さくする必要があることです。ギャップの最小幅は、トラックの最小幅と同様に、印刷技術の解像度によって制限されます。[ 46 ] [ 54 ]
並列結合線路は、プリント基板でよく用いられるもう1つのトポロジーであり、製造工程がプリントされたトラックのみであるため、オープン回路線路の実装が最も容易です。この設計は、λ/2 の並列共振器の列で構成されますが、隣接する共振器との結合は λ/4 のみであるため、図 9 に示すように千鳥配置の線路が形成されます。このフィルタでは、容量性ギャップフィルタよりも広い分数帯域幅が可能ですが、誘電損失によって Q が低下するため、プリント基板では同様の問題が発生します。Q値が低い線路では、より強い結合とより小さなギャップが必要ですが、これは印刷プロセスの精度によって制限されます。この問題の解決策の 1 つは、隣接する線路が重なり合うものの、異なる層にあるため接触しない複数の層にトラックを印刷することです。このようにして、線路を幅方向に結合することができ、端と端が接している場合よりもはるかに強い結合が得られ、同じ性能でより大きなギャップが可能になります。[ 55 ]
他の（非印刷）技術では、短絡線路が線路の機械的な接続点を提供し、機械的サポートのためにQを低下させる誘電体絶縁体が必要ないため、短絡線路が好ましい場合があります。機械的および組み立て上の理由以外では、短絡結合線路よりも開放結合線路を好む理由はほとんどありません。どちらの構造も、同じ電気的性能で同じ範囲のフィルタ実装を実現できます。どちらのタイプの並列結合フィルタも、理論的には、他の多くのフィルタトポロジー（たとえば、スタブ）に見られるように、中心周波数の 2 倍の周波数に不要な通過帯域を持ちません。ただし、この不要な通過帯域を抑制するには、実際には実現されない結合線路の完全なチューニングが必要であり、この周波数には必然的にいくらかの残留不要な通過帯域が存在します。[ 46 ] [ 56 ] [ 57 ]
ヘアピンフィルタは、並列結合線路を使用するもう1つの構造です。この場合、並列結合線路の各ペアは、短いリンクで次のペアに接続されます。このようにして形成される「U」字型の形状が、ヘアピンフィルタという名前の由来となっています。一部の設計では、リンクを長くすることができ、セクション間でλ/4インピーダンストランスフォーマー作用を持つ幅広のヘアピンが得られます。[ 58 ] [ 59 ]
図 10 に見られる角度付き曲げはストリップライン設計でよく見られるもので、大きな不連続性を生じる鋭角な直角と、一部の製品では厳しく制限される基板面積をより多く占有する滑らかな曲げとの間の妥協点を表しています。このような曲げは、利用可能なスペースに収まらない長いスタブでよく見られます。この種の不連続性の集中定数等価回路は、ステップインピーダンス不連続性に似ています。[ 38 ]このようなスタブの例は、記事の冒頭の写真にあるいくつかのコンポーネントのバイアス入力で見ることができます。[ 46 ] [ 60 ]
インターデジタルフィルタは、結合線路フィルタのもう1つの形式です。各線路セクションの長さは約λ/4で、片端のみが短絡され、もう一方の端は開放されています。短絡される端は、各線路セクションで交互に変わります。このトポロジーは、平面技術で簡単に実装できますが、金属ケース内に固定された線路の機械的アセンブリにも特に適しています。線路は円形の棒でも長方形の棒でも構いません。同軸フォーマットの線路とのインターフェースも簡単です。並列結合線路フィルタと同様に、支持のための絶縁体を必要としない機械的構成の利点は、誘電損失が排除されることです。線路間の間隔要件は、並列線路構造ほど厳しくありません。そのため、より高い比帯域幅を実現でき、 1.4という低いQ値も可能です。[ 61 ] [ 62 ]
コムラインフィルタは、誘電体支持なしで金属ケースに機械的に組み立てられるという点でインターデジタルフィルタに似ています。コムラインの場合、すべてのラインは交互に端ではなく同じ端で短絡されます。他の端はコンデンサで接地され、その結果、この設計はセミ集中型に分類されます。この設計の主な利点は、上側阻止帯域を非常に広くできる、つまり、関心のあるすべての周波数で不要な通過帯域がないことです。[ 63 ]
前述のように、スタブはバンドパス設計に適しています。これらの一般的な形式は、メインラインが狭帯域の高インピーダンスラインではない点を除けば、スタブローパスフィルタに似ています。設計者は、さまざまなトポロジーのスタブフィルタから選択でき、その中には同じ応答を生成するものもあります。図12にスタブフィルタの例を示します。これは、λ/4インピーダンストランスで結合されたλ/4短絡スタブの列で構成されています。
フィルタ本体のスタブは二重並列スタブであり、端部のスタブは単一スタブのみで、インピーダンス整合に有利な配置となっている。インピーダンス変換器は、並列反共振器の列を直列共振器と並列反共振器のラダーに変換する効果を持つ。同様の特性を持つフィルタは、λ/4 開放回路スタブをラインと直列に配置し、λ/4 インピーダンス変換器と結合することによって構成できるが、この構造は平面技術では不可能である。[ 64 ]
もう一つ利用可能な構造は、λ/2 のオープンサーキットスタブをライン全体に配置して、λ/4 のインピーダンストランスと結合したものです。このトポロジーは、ローパス特性とバンドパス特性の両方を備えています。DC を通過させるため、ブロッキングコンデンサを必要とせずにアクティブコンポーネントにバイアス電圧を伝送できます。また、短絡リンクが不要なため、ストリップラインとして実装する場合、基板印刷以外の組み立て作業は不要です。欠点は、
小西は、60°バタフライスタブを使用し、低域通過特性も持つ広帯域12GHz バンドパスフィルタについて述べている（このような特性を防ぐためには短絡スタブが必要である）。分布素子フィルタの場合によくあるように、フィルタが分類されるバンドフォームは、どのバンドが必要で、どのバンドが不要とみなされるかに大きく依存する。[ 66 ]
分布素子で真のハイパスフィルタを実装することは、不可能ではないにしても困難です。通常の設計アプローチは、バンドパス設計から始め、上側の阻止帯域が関心のないほど高い周波数で発生するようにすることです。このようなフィルタは擬似ハイパスと呼ばれ、上側の阻止帯域は痕跡阻止帯域と呼ばれます。図 8 の容量ギャップフィルタのように、「明らかな」ハイパス トポロジーを持つように見える構造でさえ、非常に短い波長での挙動を考慮すると、バンドパスであることがわかります。[ 67 ]
