アバランシェトランジスタ

アバランシェトランジスタは、コレクタ電流/コレクタ・エミッタ間電圧特性がコレクタ・エミッタ間ブレークダウン電圧を超える領域、いわゆるアバランシェブレークダウン領域で動作するように設計されたバイポーラ接合トランジスタです。この領域は、ガスのタウンゼント放電に似た現象であるアバランシェブレークダウンと、負性微分抵抗によって特徴付けられます。アバランシェブレークダウン領域での動作はアバランシェモード動作と呼ばれ、これによりアバランシェトランジスタは、1ナノ秒未満の立ち上がりおよび立ち下がり時間（遷移時間）で非常に高い電流を切り替えることができます。この目的のために特別に設計されていないトランジスタでも、かなり一貫したアバランシェ特性を持つことができます。たとえば、12年間にわたって製造された15V高速スイッチ2N2369のサンプルの82％は、ジム・ウィリアムズが書いているように、90V電源を使用して、立ち上がり時間が350ps以下のアバランシェブレークダウンパルスを生成できました。^{[1] [2]}

アバランシェ トランジスタを扱った最初の論文は、Ebers と Miller (1955) です。この論文では、初期のコンピュータデジタル回路で使用されたときにこの種のトランジスタの最初のモデルに影響を与えた速度とブレークダウン電圧の制限を克服するために、アバランシェ ブレークダウン領域で合金接合トランジスタを使用する方法について説明しています。したがって、アバランシェ トランジスタが最初に応用されたのは、スイッチング回路とマルチバイブレータでした。アバランシェ トランジスタの導入は、論文 Miller (1955) で初めて導入されたアバランシェ増倍係数のミラーの経験式を応用したものでもありました。アバランシェ モードでの使用だけでなく、アバランシェ ブレークダウン領域でのトランジスタの動作をより深く理解する必要性から、半導体における衝撃イオン化に関する広範な研究が生まれました(Kennedy と O'Brien (1966) を参照)。 ${\displaystyle M}$

1960 年代初頭から 1970 年代前半にかけて、いくつかのアバランシェ トランジスタ回路が提案されました。アバランシェ ブレークダウン領域での使用に最適なバイポーラ接合トランジスタの種類が研究されました。旧ソ連およびCOMECON諸国の科学者の貢献も含めた完全な参考文献は、Дьяконов (Dyakonov) の著書 (1973) です。

アバランシェ トランジスタを線形増幅器として初めて応用した、制御アバランシェ伝搬時間三極管(CATT) は、(Eshbach、Se Puan、Tantraporn 1976) で説明されました。IMPISTOR という類似のデバイスは、ほぼ同じ時期に Carrol と Winstanley (1974) の論文で説明されました。このクラスのデバイスの線形アプリケーションは、以下で説明するように、満たすべき要件がいくつかあるため、後になってから開始されました。これらのアプリケーションでのアバランシェ トランジスタの使用は、デバイスが適切に動作するために高いコレクタからエミッタへの電圧を必要とするため、主流ではありません。

現在でも、数十アンペアの電流を「従来の」アバランシェトランジスタよりもさらに高速に 切り替えることができる、化合物半導体で作られたアバランシェデバイス（トランジスタなど）の研究が活発に行われています。

このセクションでは、アバランシェトランジスタの静的特性を計算します。簡単にするために、NPNデバイスのみを検討します。ただし、電圧と電流の符号を適宜変更するだけで、PNPデバイスでも同じ結果が当てはまります。この分析は、William D. Roehrの(Roehr 1963)の分析に厳密に従っています。アバランシェブレークダウンの増幅はコレクタベース接合でのみ発生するため、計算の最初のステップは、コレクタを流れるさまざまな成分電流の合計としてコレクタ電流を決定することです。これは、これらの電荷の流れのみがこの現象の影響を受けるためです。バイポーラ接合トランジスタに適用されるキルヒホッフの電流法則は、コレクタ電流が常に満たす次の関係を意味します。${\displaystyle I_{C}-V_{CE}}$${\displaystyle I_{C}}$

${\displaystyle I_{C}=I_{E}-I_{B}\,}$

一方、同じデバイスがアクティブ領域で動作する場合、基本的なトランジスタ理論では次の関係式が成り立ちます。

${\displaystyle I_{C}=\beta I_{B}+(\beta +1)I_{CBO}\,}$

どこ

• ${\displaystyle I_{B}}$ベース電流は
• ${\displaystyle I_{CBO}}$コレクタベース逆漏れ電流、
• ${\displaystyle I_{E}}$エミッタ電流は
• ${\displaystyle \beta}$トランジスタの共通エミッタ電流利得です。

2つの式を等しくすると、次の結果が得られます。 ${\displaystyle I_{C}}$

${\displaystyle I_{E}=(\beta +1)I_{B}+(\beta +1)I_{CBO}\,}$

そしてトランジスタの 共通ベース電流利得は${\displaystyle \alpha =\beta {(\beta +1)^{-1}}}$

${\displaystyle \alpha I_{E}=\beta I_{B}+\beta I_{CBO}=I_{C}-I_{CBO}\iff I_{C}=\alpha I_{E}+I_{CBO}}$

トランジスタコレクタにおけるアバランシェ効果を考慮すると、コレクタ電流は次のように表される。 ${\displaystyle I_{C}}$

${\displaystyle I_{C}=M(\alpha I_{E}+I_{CBO})\,}$

ここで、ミラーのアバランシェ増倍係数は、アバランシェモード動作において最も重要なパラメータであり、その式は次のようになります。 ${\displaystyle M}$

${\displaystyle M={\frac {1}{1-\left({\frac {V_{CB}}{BV_{CBO}}}\right)^{n}}}\,}$

どこ

• ${\displaystyle BV_{CBO}}$コレクタベースブレークダウン電圧、
• ${\displaystyle n}$は、トランジスタの構築に使用される半導体とコレクタベース接合のドーピングプロファイルに依存する定数である。
• ${\displaystyle V_{CB}}$コレクタベース電圧です。

バイポーラ接合トランジスタのキルヒホッフの電流法則と の与えられた式を再び使用すると、 の式は次のようになる。 ${\displaystyle M}$${\displaystyle I_{C}}$

${\displaystyle I_{C}={\frac {M}{1-\alpha M}}(I_{CBO}+\alpha I_{B})\iff I_{C}={\frac {I_{CBO}+\alpha I_{B}}{1-\alpha -\left({\frac {V_{CB}}{BV_{CBO}}}\right)^{\!n}}}}$

そして、ベース・エミッタ電圧が どこにあるかを覚えておいてください${\displaystyle V_{CB}=V_{CE}-V_{BE}}$${\displaystyle V_{BE}=V_{BE}(I_{B})}$${\displaystyle V_{BE}}$

${\displaystyle I_{C}={\frac {I_{CBO}+\alpha I_{B}}{1-\alpha -\left({\frac {V_{CE}-V_{BE}(I_{B})}{BV_{CBO}}}\right)^{\!n}}}\cong {\frac {I_{CBO}+\alpha I_{B}}{1-\alpha -\left({\frac {V_{CE}}{BV_{CBO}}}\right)^{\!n}}}}$

なぜなら、これはパラメータ を持つコレクタ特性のパラメトリック族の表現である。 が無制限に増加する場合、 ${\displaystyle V_{CE}>>V_{BE}}$${\displaystyle I_{C}-V_{CE}}$${\displaystyle I_{B}}$${\displaystyle I_{C}}$

${\displaystyle \left({\frac {V_{CE}}{BV_{CBO}}}\right)^{\!n}=1-\alpha \iff V_{CE}=BV_{CEO}={\sqrt[{n}]{(1-\alpha )}}BV_{CBO}={\frac {BV_{CBO}}{\sqrt[{n}]{\beta +1}}}}$

ここで、はコレクタ・エミッタ間ブレークダウン電圧です。また、を の関数として表し、 を単純に微分することでコレクタ・エミッタ間微分抵抗の解析式を得ることもできますが、詳細はここでは説明しません。 ${\displaystyle BV_{CEO}}$${\displaystyle V_{CE}}$${\displaystyle I_{C}}$

ここで説明する微分動的モードは、小信号モデルとも呼ばれ、アバランシェ トランジスタの唯一の固有の小信号モデルです。トランジスタを囲むパッケージによる浮遊要素は、アバランシェ トランジスタの動作原理の観点からは、その分析が何も有用な情報を追加しないため、意図的に無視されています。ただし、 電子回路を実現する場合、これらのパラメーターは非常に重要です。特に、コレクタ リードとエミッタ リードに直列に接続された浮遊インダクタンスは、アバランシェ トランジスタ回路の高速性能を維持するために最小限に抑える必要があります。また、この等価回路は、コレクタ電流とコレクタ電圧が静止値に近い、ターンオン時間付近でのアバランシェ トランジスタの動作を説明するときに役立ちます。実際の回路では、これにより時定数を計算できるため、波形の立ち上がり時間と立ち下がり時間を計算できます。ただし、アバランシェ トランジスタ スイッチング回路は本質的に大信号回路であるため、実際の動作を適切な精度で予測する唯一の方法は、数値シミュレーションを実行することです。この分析も、William D. Roehr の分析 (Roehr 1963) に厳密に従っています。 ${\displaystyle V_{CE}}$

共通バイアス ネットワークによって動作するアバランシェ トランジスタを次の図に示します。はゼロまたは正の値になる可能性があり、 は短絡される可能性があります。すべてのアバランシェ トランジスタ回路では、出力信号はコレクタまたはエミッタから取得されます。したがって、アバランシェ領域で動作するアバランシェ トランジスタの小信号差動モデルは、常にコレクタ エミッタ出力ピンから表示され、次の図に示すように、バイアス コンポーネントのみを含む並列回路で構成されます。これらのパラメーターの両方の大きさと符号は、ベース電流によって制御されます。ベース コレクタ接合とベース エミッタ接合は両方とも静止状態では逆バイアスされるため、ベース入力の等価回路は、ベース エミッタ接合とベース コレクタ接合の容量によってシャントされた電流ジェネレーターにすぎず、したがって以下では分析されません。基本的な等価小信号回路の固有時定数は次の値を持ちます。 ${\displaystyle V_{BB}}$${\displaystyle R_{E}}$${\displaystyle RC}$${\displaystyle I_{B}}$

${\displaystyle \tau _{Ace}=r_{Ace}C_{Ace}\,}$

どこ

• ${\displaystyle r_{エース}}$はコレクタ・エミッタ間のアバランシェ微分抵抗であり、前述のように、ベース電流が一定の場合、コレクタ・エミッタ間電圧をコレクタ電流で微分することによって得られる。${\displaystyle V_{CE}}$${\displaystyle I_{C}}$${\displaystyle I_{B}}$

${\displaystyle r_{Ace}={\frac {\partial {V_{CE}}}{\partial {I_{C}}}}{\Bigg |}_{I_{B}=const.}}$

• ${\displaystyle C_{エース}}$はコレクタ・エミッタ間のアバランシェ差動容量であり、次の式で表される。

${\displaystyle C_{Ace}=-\left({\frac {1}{r_{Ace}\omega _{\beta }}}-C_{ob}\right)}$

どこ

${\displaystyle \omega _{\beta }=2\pi f_{\beta }}$電流ゲイン角カットオフ周波数

${\displaystyle C_{ob}}$共通ベース出力容量

2 つのパラメータは両方とも負です。つまり、コレクタ負荷が理想的な電流源の定数である場合、回路は不安定になります。これは、電圧が特定の臨界レベルを超えた ときに回路が非安定マルチバイブレータとして動作する理論的な根拠です。${\displaystyle V_{CC}}$

コレクタ電流がデータシートの制限を超えて上昇すると、新しいブレークダウン メカニズムが重要になります。それが第 2 ブレークダウンです。この現象は、バイポーラ接合トランジスタのベース エミッタ領域内のいくつかのポイント (ホット スポット) が過度に加熱されることによって発生し、これらのポイントを流れる電流が指数関数的に増加します。この電流の指数関数的な増加によってさらに過熱が起こり、正の熱フィードバックメカニズムが発生します。静的特性を分析すると、この現象の存在は、急激なコレクタ電圧の低下と、それに伴うコレクタ電流のほぼ垂直な上昇として見られます。現在のところ、ホット スポットのない、したがって第 2 ブレークダウンのないトランジスタを製造することは不可能です。ホット スポットの存在はシリコンの精製技術に関係しているためです。このプロセス中、ウェーハの局所的な部分には、ごく少量ではあるが有限の量の金属が残ります。これらの金属粒子が深い再結合中心、つまり電流が好ましい形で存在する中心になります。この現象は、通常の方法で動作するバイポーラ接合トランジスタにとっては破壊的ですが、アバランシェ モードで動作するデバイスの電流と電圧の制限を、その持続時間を制限することでさらに押し上げるために使用できます。また、デバイスのスイッチング速度は悪影響を受けません。第 2 ブレークダウンモードで動作するアバランシェ トランジスタ回路の明確な説明といくつかの例は、論文 Baker (1991) に記載されています。 ${\displaystyle I_{CMAX}}$${\displaystyle I_{C}-V_{CE}}$

アバランシェ トランジスタ回路は本質的に大信号回路であるため、このような回路に小信号モデルを適用した場合、定性的な説明しか提供できません。このような回路における時間依存の電圧と電流の動作についてより正確な情報を得るには、数値解析を使用する必要があります。Дьяконов (Dyakonov) (1973) という書籍を基にした論文 Дьяконов (Dyakonov) (2004b) で詳細に説明されている「古典的な」アプローチは、回路を非線形常微分方程式のシステムと見なし、汎用数値シミュレーションソフトウェアによって実装された数値手法で解くというものです。この方法で得られる結果は非常に正確で、簡単に得ることができます。ただし、これらの方法は、ブレークダウン領域の解析に最適な解析トランジスタ モデルの使用に依存しています。これらのモデルは、すべての可能な領域で動作するデバイスの説明に必ずしも適しているわけではありません。より現代的なアプローチは、一般的なアナログ回路シミュレータSPICE を、基本的なSPICEトランジスタ モデルではサポートされていないアバランシェ破壊シミュレーションをサポートする高度なトランジスタ モデルと組み合わせて使用​​することです。このようなモデルの例は、Keshavarz、Raney、Campbell (1993) の論文と Kloosterman と De Graaff (1989) の論文に記載されています。後者は、現在一部の半導体業界でバイポーラ接合トランジスタの特性評価に使用されている Mextram[1] モデルの説明です。

アバランシェ トランジスタの動作を調べるためのグラフィカルな方法が、参考文献 Spirito (1968) および Spirito (1971) で提案されました。この方法は、デバイスの静的動作をプロットするために最初に導き出され、その後、動的動作に関する問題を解決するためにも適用されました。この方法は、メーカーのデータ シートに記載されている特性図から直接真空管およびトランジスタ回路を設計するために使用されるグラフィカルな方法の精神を受け継いでいます。

アバランシェ トランジスタは主に高速パルス発生器として使用され、立ち上がり時間と立ち下がり時間が 1 ナノ秒未満で、出力電圧と電流が高い。マイクロ波周波数範囲の増幅器として使用されることもあるが、この用途は主流ではない。この目的で使用される場合、アバランシェ トランジスタは「制御アバランシェ通過時間三極管」( CATT ) と呼ばれる。

アバランシェモードスイッチングは、半導体結晶格子内の原子の衝突イオン化の結果として、コレクタベース接合を流れる電流のアバランシェ増幅に依存しています。半導体のアバランシェブレークダウンは、 2つの基本的な理由から スイッチング回路に応用されています。

• アバランシェ増幅により、ピコ秒単位の非常に短い時間で電流が増加するため、非常に高速なスイッチング速度を実現できます。
• アバランシェ増幅により、非常に小さな電流で大きな電流を制御できるため、非常に高い出力電流を提供できます。

このセクションで検討する 2 つの回路は、スイッチングを目的としたアバランシェ トランジスタ回路の最も単純な例です。ここで説明する例は両方とも単安定マルチバイブレータです。文献には、たとえば Roehr (1963) や Дьяконов (Dyakonov) (1973) などの書籍に、より複雑な回路がいくつか記載されています。

アバランシェ トランジスタを採用したほとんどの回路は、次の 2 種類の入力によってアクティブ化されます。

• コレクタトリガ入力回路: 入力トリガ信号は、高速スイッチングダイオード を介してコレクタに供給され、パルス整形ネットワークによって整形される場合もあります。コレクタノードのインピーダンスが高く、コレクタ容量が大信号領域で非常に線形に動作するため、アバランシェトランジスタを駆動するこの方法は、第 1 世代の回路で広く採用されていました。この結果、入力から出力までの遅延時間は非常に小さく、制御電圧の値にほぼ依存しません。ただし、このトリガ回路には、高い逆電圧に耐え、非常に高速に切り替えることができるダイオードが必要です。これらの特性は、同じダイオードで実現するのが非常に難しいため、現代のアバランシェトランジスタ回路ではほとんど見られません。${\displaystyle D_{S}}$${\displaystyle C_{ob}}$
• ベース トリガー入力回路: 入力トリガー信号は、おそらくパルス整形ネットワークによって整形された後、高速スイッチング ダイオードを介してベースに直接供給されます。アバランシェ トランジスタを駆動するこの方法は、ベース ノードのインピーダンスが比較的低く、大信号領域では入力容量が高度に非線形 (実際は指数関数的) であるため、第 1 世代の回路ではあまり採用されませんでした。これにより、入力電圧に依存するかなり大きな遅延時間が発生します。これは、論文 Spirito (1974) で詳細に分析されています。ただし、フィード ダイオードに必要な逆電圧は、コレクタ トリガー入力回路で使用されるダイオードに比べてはるかに低く、超高速ショットキー ダイオードは簡単に安価に入手できるため、これが最新のアバランシェ トランジスタ回路のほとんどで採用されているドライバ回路です。これは、以下の応用回路のダイオードがショットキー ダイオードとして表記される理由でもあります。${\displaystyle D_{S}}$${\displaystyle C_{ib}}$${\displaystyle D_{S}}$

アバランシェ トランジスタはエミッタ電圧を下げることによってもトリガーできますが、この構成は文献や実際の回路ではほとんど見られません。参考文献 Meil​​ing & Stary (1968) の段落 3.2.4「トリガー回路」では、アバランシェ トランジスタ自体が複雑なパルサーのトリガー回路の一部として使用されるような構成の 1 つが説明されています。一方、参考文献 Дьяконов (Dyakonov) (1973、pp. 185) では、一般的なバイポーラ接合トランジスタがアバランシェ トランジスタに エミッタ結合されたバランス レベル ディスクリミネータについて簡単に説明されています。${\displaystyle V_{E}}$

以下に説明する 2 つのアバランシェ パルサーは、どちらもベース トリガーで、2 つの出力があります。使用されるデバイスは NPN トランジスタであるため、は正の出力で、は負の出力です。PNP トランジスタを使用すると、出力の極性が反転します。出力を 1 つにするために抵抗器またはをゼロ オームに設定する (明らかに両方ではない) 簡略化されたバージョンの説明は、参考文献 Millman & Taub (1965) に記載されています。抵抗器は、整流後にコンデンサまたは伝送線路(つまり、エネルギー貯蔵コンポーネント) を再充電します。通常、抵抗器は静的コレクタ電流を制限するために高い抵抗値を持つため、再充電プロセスは低速です。この抵抗器は、エネルギー貯蔵コンポーネントをより速く充電できる電子回路に置き換えられることがあります。 ${\displaystyle V_{out1}}$${\displaystyle V_{out2}}$${\displaystyle R_{E}}$${\displaystyle R_{L}}$${\displaystyle R_{C}}$${\displaystyle C_{T}}$${\displaystyle \scriptstyle TL_{t_{f}}}$

• コンデンサ放電アバランシェ パルサー: アバランシェ トランジスタのベース リードに適用されるトリガー信号により、コレクタ リードとエミッタ リードの間でアバランシェ ブレークダウンが発生します。コンデンサは抵抗器を流れる電流によって放電を開始し、抵抗器間の電圧が出力電圧になります。電流波形は単純なRC 放電電流ではなく、アバランシェ メカニズムによって異なる複雑な動作をします。ただし、立ち上がり時間は非常に速く、ナノ秒の数分の 1 程度です。ピーク電流はコンデンサのサイズによって決まります。コンデンサの値が数百ピコファラッドを超えると、トランジスタは第 2 ブレークダウン アバランシェ モードになり、ピーク電流は数アンペアに達します。${\displaystyle C_{T}}$${\displaystyle R_{E}}$${\displaystyle R_{L}}$${\displaystyle C_{T}}$
• 伝送線路アバランシェ パルサー: アバランシェ トランジスタのベース リードにトリガー信号を適用すると、コレクタ リードとエミッタ リードの間でアバランシェ ブレークダウンが発生します。コレクタ電流の立ち上がりが速いため、ほぼ同じ振幅の電流パルスが生成され、伝送線路に沿って伝播します。パルスは、伝送線路の特性遅延時間が経過した後に、ラインのオープン回路端に到達し、後方に反射されます。伝送線路の特性インピーダンスが抵抗とに等しい場合、後方に反射されたパルスはラインの始点に到達して停止します。この進行波の動作の結果として、アバランシェ トランジスタを流れる電流は、持続時間の長方形の形状になります。${\displaystyle t_{f}}$${\displaystyle R_{E}}$${\displaystyle R_{L}}$

${\displaystyle t=2t_{f}\,}$

実際の設計では、2 端子Zobel ネットワーク(または単にトリマー コンデンサ)のような調整可能なインピーダンスがアバランシェ トランジスタのコレクタからグランドに配置され、伝送線路パルサーが出力電圧のリンギングやその他の望ましくない動作を低減できるようになります。

これらの回路は、トリガー入力回路を取り除いて 非安定マルチバイブレータに変えることが可能であり、

1. 緩和振動が始まるまで電源電圧を上げる、または${\displaystyle V_{CC}}$
2. ベース抵抗器を正のベースバイアス電圧に接続し、アバランシェブレークダウンとそれに伴う緩和振動を強制的に開始します。${\displaystyle R_{B}}$ ${\displaystyle V_{BB}}$

最初の手順の詳細な例は、参考文献 Holme (2006) に記載されています。アバランシェ モードの双安定マルチバイブレータを実現することも可能ですが、他の種類のマルチバイブレータほど一般的ではありません。その重要な理由の 1 つは、2 つのアバランシェ トランジスタ (1 つはアバランシェ降伏状態で継続的に動作する) が必要であり、消費電力とデバイスの動作寿命の観点から深刻な問題が発生する可能性があることです。

実用的で簡単に実現でき、安価なアプリケーションとしては、機器の立ち上がり時間をチェックするための高速立ち上がりパルスの生成がある。^{[1] [3]}

アバランシェモード増幅は、アバランシェモードスイッチングとしてアバランシェ乗算に依存します。ただし、この動作モードでは、大きな出力電圧スイングに対してミラーのアバランシェ乗算係数をほぼ一定に保つ必要があります。この条件が満たされない場合、出力信号に 大きな振幅歪みが生じます。その結果、${\displaystyle M}$

• スイッチング回路に応用されるアバランシェトランジスタは、ミラー係数がコレクタ・エミッタ間電圧によって大きく変化するため使用できない。
• 同じ理由から、デバイスの動作点はアバランシェブレークダウン領域の負性抵抗内にはあり得ない。

これら 2 つの要件は、増幅に使用されるデバイスが、一般的なアバランシェ トランジスタとは異なる物理的構造を必要とすることを意味しています。マイクロ波 増幅用に設計された制御アバランシェ トランジット タイム トライオード (CATT) は、ベース領域とコレクタ領域の間にかなり大きな低濃度ドープ領域を持ち、同じ形状のバイポーラ トランジスタと比較して、デバイスのコレクタ エミッタ ブレークダウン電圧がかなり高くなります。電流増幅メカニズムはアバランシェ トランジスタと同じで、つまり衝突イオン化によるキャリア生成ですが、 IMPATTおよび TRAPATT ダイオードのようにトランジット タイム効果もあり、高電界領域がアバランシェ接合に沿って、正確には真性領域に沿って移動します。デバイス構造とバイアス ポイントの選択は、次のことを意味します。 ${\displaystyle BV_{CEO}}$

1. ミラーの雪崩増倍係数 M は約 10 に制限されます。
2. 通過時間効果により、この係数はほぼ一定に保たれ、コレクター-エミッター電圧に依存しません。

この種のアバランシェ トランジスタの理論は、論文 Eshbach、Se Puan、Tantraporn (1976) に詳しく記載されており、この半導体デバイス構造がマイクロ波電力増幅に適していることも示されています。このトランジスタは、数ギガヘルツの周波数で数ワットの無線周波数電力を供給でき、制御端子であるベースも備えています。ただし、適切に動作するには200ボルトを超える電圧が必要なため、広くは使用されていません。一方、ガリウム ヒ素やその他の化合物半導体FET は、扱いが簡単で同様のパフォーマンスを発揮します。ほぼ同じ時期に論文 Carrol & Winstanley (1974) で提案された同様のデバイス構造は、 IMPATTコレクタ ベース接合 を備えたトランジスタである IMPISTOR でした。

• アバランシェダイオード

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• Kloosterman, WJ; De Graaff, HC (1989)、「回路シミュレーションのためのコンパクトなバイポーラトランジスタモデルにおけるアバランシェ乗算」、IEEE Transactions on Electron Devices、36 (7)、IEEE : 1376–1380、Bibcode :1989ITED...36.1376K、doi :10.1109/16.30944雪崩挙動シミュレーションの観点から Mextram SPICE モデルを説明する論文。NXP の Mextram ホームページにある無料のコピーについては、ここ^{[ permanent dead link ‍ ]}を参照してください。
• リッケルト、M. Rein, HM (2002)、「Si バイポーラ回路におけるアバランシェ降伏効果をシミュレートするための新しいトランジスタ モデル」、IEEE Journal of Solid-State Circuits、37 (9)、IEEE : 1184–1197、Bibcode :2002IJSSC...2.1184 R、土井:10.1109/JSSC.2002.801197アバランシェ効果を含むバイポーラ回路シミュレーション用のトランジスタ モデルを説明する論文 (アクセス制限あり)。
• ヨッヘン・リックス「アバランチ・トランジスタ」（ドイツ語）。アバランシェ トランジスタの動作原理の簡単な説明。「Impulsschaltungen F-Praktikum EXP 10」コースの一部、1996 年 6 月、Fachschaft Physik Uni Düsseldorf。
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• スピリト、パオロ (1971)、「アバランシェ領域におけるトランジスタの静的および動的動作」、IEEE Journal of Solid-State Circuits、6 (2): 83–87、Bibcode :1971IJSSC...6...83S、doi :10.1109/jssc.1971.1049655先行研究で提案されたグラフィカル手法によるアバランシェトランジスタの研究をさらに進めた論文（アクセス制限あり）。
• スピリト、パオロ (1974)、「アバランシェトランジスタのトリガー遅延について」、IEEE Journal of Solid-State Circuits、9 (5): 307–309、Bibcode :1974IJSSC...9..307S、doi :10.1109/jssc.1974.1050518数値解析によってアバランシェトランジスタのトリガー遅延時間を解析した論文（アクセス制限あり）。
• Spirito, Paolo; Vitale, GF (1972)、「アバランシェトランジスタを使用したスイッチング回路の動的動作の分析」、IEEE Journal of Solid-State Circuits、7 (4): 315–320、Bibcode :1972IJSSC...7..315S、doi :10.1109/jssc.1972.1050310適切な近似の後にアバランシェトランジスタの動作の解析モデルを導出した論文（アクセス制限あり）。

• ビドル、ウェイド、ロノビル、デイビッド (1997)、「OMEGA マルチチャンネル ストリーク カメラ用のコンピュータ支援回路設計を使用したスイープ偏向回路の開発」(PDF)、LLE レビュー、73 : 6–14直列接続されたアバランシェトランジスタ回路を使用して構築されたストリークカメラ用の高速スイープジェネレーターについて説明する論文。
• Chaplin, GBB (1958)、「高感度トランジスタオシロスコープへの応用によるトランジスタアバランシェ回路の設計方法」、IRE Solid-State Circuits Conference、第 1 巻、pp. 21–23、doi :10.1109/ISSCC.1958.1155606サンプリング オシロスコープの設計へのアバランシェ トランジスタの応用について説明する論文: 概要は入手可能ですが、論文全文は「アクセス制限」されています。
• Fulkerson, E. Stephen; Norman, Douglas C.; Booth, Rex (1997 年 5 月 28 日)、レポート UCRL-JC--125874 - アバランシェ トランジスタを使用したポッケルス セルの駆動、ローレンス リバモア国立研究所^{[永久リンク切れ‍ ]} 。米国エネルギー省科学技術情報局から入手可能。ポッケルスセル Qスイッチのドライバーの設計を説明するレポート。
• Holme, Andrew (2006)、Avalanche トランジスタ パルス ジェネレータ、2008 年 5 月 6 日のオリジナルからアーカイブ、 2008 年4 月 23 日取得ジム・ウィリアムズの Linear Technology アプリケーション ノート AN72 および AN94 にヒントを得た、アバランシェ トランジスタ非安定マルチバイブレータのプロジェクト。回路図、波形、レイアウトの写真付き。
• Kilpelä、Ari (2004)、高速、高精度測定アプリケーションのためのパルス飛行時間型レーザー距離計技術、Acta Universitatis Ouluensis Technica、vol. 197、ウール:オウル大学、ISBN 978-951-42-7261-5工学部の承認を得て提出された学術論文。レーザーTOF (飛行時間)レーダーとアバランシェ トランジスタ パルサーを使用したその構築について説明した博士論文。
• Kilpelä, Ari; Kostamovaara, Juha (1997)、「飛行時間型レーザーレーダー用レーザーパルサー」、Review of Scientific Instruments、68 (6)、The American Institute of Physics: 2253–2258、Bibcode :1997RScI...68.2253K、doi :10.1063/1.1148133、2011-07-19 にオリジナルからアーカイブ、2011-02-21 に取得(プレプリント版はこちら)。アバランシェ トランジスタ パルサーと、それをレーザーレーダーのレーザードライバーとして使用する方法について説明した論文。
• NXP Mextram ホームページアバランシェブレークダウン動作シミュレーションが可能な、 Mextramバイポーラ接合トランジスタ SPICEモデルに関する非常に豊富なドキュメントのリポジトリです。
• 「パルス レーザー ダイオード SPL LLxx の操作」、「パルス レーザー ダイオードを使用した距離測定」OSRAM Opto Semiconductors GmbHアプリケーション ノート、2004 年 9 月 10 日。アバランシェ トランジスタと他の種類のドライバを使用したレーザー ダイオードのパルス操作について説明した、 Osram Opto Semiconductorsの 2 つのアプリケーション ノート。
• Pellegrin, JL (1969 年 9 月)、SLAC-PUB-0669 - 直列アバランシェ トランジスタ回路の安定性の向上、スタンフォード線形加速器センター、2004 年 12 月 26 日にオリジナルからアーカイブ直列接続されたアバランシェトランジスタ回路のバンクの性能を向上させる方法を説明した論文。
• ウィリアムズ、ジム(2003)、「The taming of the slew」、EDN マガジン(9 月 25 日): 57–65、2006 年 6 月 28 日のオリジナルからアーカイブ(PDF 版は、こちらを参照してください)。超高速オペアンプのスルーレートをテストするためのアバランシェ トランジスタ プリトリガー パルス ジェネレータの構造とパフォーマンスについて説明した詳細な論文です。また、「広帯域アンプのスルーレート検証 - スルーレートの制御」というタイトルで、アプリケーション ノート AN94、Linear Technology、2003 年 5 月に掲載されています。同じ著者による、Linear Technology アプリケーション ノート AN47、高速アンプ技術、1991 年 8 月も参照してください。このノートの付録 D、93 ～ 95 ページで、Holme が説明したものと同様の非安定回路が詳しく説明されています。

• R. Jacob Bakerネバダ大学ラスベガス校の学術 Web ページ。アバランシェ トランジスタの理論と応用に貢献。
• Владимир Павлович Дьяконов (ウラジミール・パブロヴィチ・ダヤコノフ) (ロシア語)。アバランシェ トランジスタの理論と応用に対する主要な貢献者の 1 人に関する伝記。
• オウル大学の Ari Kilpelä 学術 Web ページ。アバランシェ トランジスタ回路の理論と応用を研究している研究者。