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電流源とは、両端の電圧に関係なく電流を供給または吸収する電子回路のことである。
電流源は電圧源の双対です。負電圧電源から供給される電流源には、電流シンクという用語が使われることがあります。図1は、抵抗負荷を駆動する理想的な電流源の回路図記号を示しています。電流源には2種類あります。独立電流源（またはシンク）は一定の電流を供給します。従属電流源は、回路内の他の電圧または電流に比例した電流を供給します。
理想的な電流源は、両端の電圧変化に左右されない電流を生成します。理想的な電流源は数学的なモデルであり、実際のデバイスはこれに非常に近い動作を実現できます。理想的な電流源を流れる電流が回路内の他の変数とは独立して指定できる場合、それは独立電流源と呼ばれます。逆に、理想的な電流源を流れる電流が回路内の他の電圧または電流によって決定される場合、それは従属電流源または制御電流源と呼ばれます。これらの電流源の記号を図2に示します。
理想的な電流源の内部抵抗は無限大です。電流がゼロの独立電流源は、理想的な開回路と同一です。理想的な電流源にかかる電圧は、接続されている回路によって完全に決まります。短絡回路に接続されている場合、電圧はゼロとなり、したがって供給される電力もゼロになります。負荷抵抗に接続されている場合、電流源は電流を一定に保つように電圧を制御します。そのため、理想的な電流源では、負荷抵抗が無限大（開回路）に近づくにつれて、電流源にかかる電圧は無限大に近づきます。
理想的な電流源は存在しません。例えば、開回路に電流を流しても、物理的な電流源は動作しません。実際の電流源を定義する特性は2つあります。1つは内部抵抗、もう1つはコンプライアンス電圧です。コンプライアンス電圧とは、電流源が負荷に供給できる最大電圧のことです。特定の負荷範囲では、一部の実際の電流源はほぼ無限大の内部抵抗を示す可能性があります。しかし、電流源がコンプライアンス電圧に達すると、電流源としての機能を失います。
回路解析において、有限の内部抵抗を持つ電流源は、その抵抗値を理想的な電流源の両端に接続することでモデル化されます（ノートン等価回路）。ただし、このモデルは電流源が許容電圧内で動作している場合にのみ有効です。
最も単純な非理想的な電流源は、電圧源と抵抗器が直列に接続されたものです。このような電流源から得られる電流の量は、電圧源の両端の電圧と抵抗器の抵抗値の比で表されます（オームの法則、 I = V / R ） 。この電流値は、端子間の電圧降下がゼロの負荷（短絡、未充電のコンデンサ、充電されたインダクタ、仮想接地回路など）にのみ供給されます。端子間の電圧降下がゼロでない負荷（有限抵抗を持つ線形または非線形抵抗器、充電されたコンデンサ、未充電のインダクタ、電圧源など）に供給される電流は常に異なります。これは、抵抗器の両端の電圧降下（励起電圧と負荷の両端の電圧の差）と抵抗値の比で表されます。
ほぼ理想的な電流源の場合、抵抗値は非常に大きくする必要がありますが、これは、特定の電流に対して電圧源も非常に大きくなければならないことを意味します（抵抗と電圧が無限大に近づく極限では、電流源は理想的になり、電流は負荷の両端の電圧に全く依存しなくなります）。したがって、効率は低く（抵抗器での電力損失のため）、この方法で「優れた」電流源を構築することは通常実用的ではありません。しかしながら、指定された電流と負荷抵抗が小さい場合、このような回路でも十分な性能を発揮することがよくあります。例えば、5 Vの電圧源と4.7 kΩの抵抗器を直列に接続すると、50～450 Ωの負荷抵抗に対して、約1 mA ± 5%の一定電流 が供給されます。
ヴァンデグラフ起電機は、そのような高電圧電流源の一例です。非常に高い出力電圧と非常に高い出力抵抗によって、ほぼ定電流源として動作し、数十万ボルト（大型の実験室用装置では数十メガボルト）までのあらゆる出力電圧において、数マイクロアンペアの一定電流を供給します。
これらの回路では、出力電流は負帰還によって監視および制御されません。
これらは、一定の入力量（電流または電圧）によって駆動された際に、電流安定型の非線形出力特性を持つ能動電子部品（トランジスタ）によって実現されます。これらの回路は、電流変動を補償するために現在の抵抗値を変化させる動的な抵抗器として動作します。例えば、負荷の抵抗値が増加すると、トランジスタは現在の出力抵抗値を減少させ（逆もまた同様）、回路全体の抵抗値を一定に保ちます。
アクティブ電流源は、電子回路において多くの重要な用途があります。アナログ集積回路（例えば、差動増幅器）では、負荷電圧にわずかに依存する電流を生成するために、抵抗器の代わりに用いられることがよくあります。
一定の入力電流または電圧で駆動される共通エミッタ構成と、一定の電圧で駆動される共通ソース（共通カソード）構成は、これらのデバイスの出力インピーダンスが自然に高いため、電流源（または電流シンク）として機能します。単純なカレントミラーの出力部は、集積回路で広く使用されているこのような電流源の一例です。共通ベース、共通ゲート、共通グリッド構成も、定電流源として機能します。
JFETは、ゲートをソースに接続することで電流源として動作させることができます。この場合流れる電流はFETのIDSSです。このような接続が既に施された状態で販売されているものもあり、その場合は電流レギュレータダイオード、定電流ダイオード、または電流制限ダイオード（CLD）と呼ばれます。あるいは、同様の機能を実現するために、下記の回路ではJFETの代わりに空乏型NチャネルMOSFET（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）を使用することもできます。[ 1 ]
単純な抵抗器を用いた受動電流源は、両端の電圧がゼロの場合にのみ理想的です。そのため、並列負帰還を適用して電圧補償を行うことで、電流源の性能を向上させることができます。フィードバックを備えたオペアンプは、入力電圧を効果的に最小化するように動作します。これにより、反転入力が仮想接地となり、電流はフィードバック（負荷）と受動電流源を流れます。入力電圧源、抵抗器、およびオペアンプは、I OUT = V IN / R の値を持つ「理想的な」電流源を構成します。トランスインピーダンスアンプとオペアンプ反転アンプは、このアイデアの典型的な実装例です。
浮動負荷は、この回路構成における重大な欠点である。
典型的な例として、ハウランド電流源[ 3 ]とその派生であるデブー積分器[ 4 ]が挙げられます。最後の例（図1）では、ハウランド電流源は、入力電圧源V IN 、正の抵抗R、負荷（インピーダンスZとして機能するコンデンサC ）、および負のインピーダンス変換器INIC（R 1 = R 2 = R 3 = Rおよびオペアンプ）で構成されています。入力電圧源と抵抗Rは、負荷に電流I Rを流す不完全な電流源を構成します（ソースの図3）。INICは、負荷に「補助」電流I −Rを流す第2の電流源として機能します。その結果、負荷を流れる総電流は一定となり、入力源から見た回路インピーダンスが増加します。しかし、ハウランド電流源は、4つの抵抗が完全に整合している必要があり、高周波ではインピーダンスが低下するため、広く使用されていません。[ 5 ]
接地された負荷は、この回路構成の利点の一つです。
これらは、一定の入力電圧源（すなわち、負帰還電圧安定化回路）によって駆動される直列負帰還付き電圧フォロワとして実装されます。電圧フォロワには、フィードバックループに接続された単純な電流-電圧変換器として機能する定電流（電流検出）抵抗が負荷として接続されます。この電流源の外部負荷は、電流検出抵抗に電流を供給する経路上のどこかに接続されますが、フィードバックループの外にあります。
電圧フォロワは、負荷を流れる出力電流I OUTを調整して、電流検出抵抗 R の両端の電圧降下V R = I OUT R を一定の入力電圧V INと等しくします。このようにして、電圧安定化回路は一定の抵抗の両端の電圧降下を一定に保ちます。したがって、一定の電流I OUT = V R / R = V IN / Rが抵抗を流れ、負荷を流れます。
入力電圧が変化すると、この構成は電圧-電流変換器（電圧制御電流源、VCCS）として機能します。これは、負帰還によって逆向きにされた電流-電圧変換器と考えることができます。抵抗Rは伝達比（相互コンダクタンス）を決定します。
直列負帰還回路として実装された電流源には、電流検出抵抗の両端の電圧降下により負荷の両端の最大電圧（コンプライアンス電圧）が低下するという欠点があります。
最も単純な定電流源または定電流シンクは、ゲートがソースに接続されたJFETという1つの部品で構成されます。ドレイン・ソース間電圧が一定の最小値に達すると、JFETは飽和状態に入り、電流はほぼ一定になります。この構成は定電流ダイオードとして知られており、単純な電圧源で使用される定電圧ダイオード（ツェナーダイオード）とよく似た動作をします。
JFETの飽和電流には大きなばらつきがあるため、電流を所望の値に調整できるように、ソース抵抗（隣の画像に示す）を組み込むのが一般的です。
上記の基本的な考え方をバイポーラ接合トランジスタ（BJT）で実現した回路（図4）では、ツェナー電圧安定化回路（R1とDZ1）が、負荷電流を検出する定エミッタ抵抗（R2）で負荷されたエミッタフォロワ（Q1）を駆動します。この電流源の外部（フローティング）負荷はコレクタに接続されており、コレクタとエミッタ抵抗にほぼ同じ電流が流れます（これらは直列に接続されていると考えることができます）。トランジスタQ1は、定エミッタ抵抗R2の両端の電圧降下が、ツェナーダイオードDZ1の両端の比較的一定の電圧降下とほぼ等しくなるように、出力（コレクタ）電流を調整します。その結果、負荷抵抗や電圧が変化しても、出力電流はほぼ一定になります。この回路の動作については、以下で詳しく説明します。
ツェナーダイオードは、逆バイアス状態（回路図参照）では、流れる電流に関係なく、両端の電圧降下が一定です。したがって、ツェナー電流（ IZ ）が一定レベル（保持電流と呼ばれる）以上であれば、ツェナーダイオードの両端の電圧（VZ ）は一定になります。抵抗R1は、ツェナー電流とNPNトランジスタ（Q1）のベース電流（IB ）を供給します。一定のツェナー電圧は、 Q1のベースとエミッタ抵抗R2の間に印加されます。
R2の両端の電圧（V R2 ）はV Z − V BEで与えられ、ここでV BEはQ1のベース-エミッタ間電圧降下である。Q1のエミッタ電流（R2を流れる電流でもある）は次のように与えられる。
V Zは一定であり、特定の温度ではV BEも（ほぼ）一定であるため、 V R2は一定となり、したがってI Eも一定となります。トランジスタの動作により、エミッタ電流I Eはトランジスタのコレクタ電流I C（これは負荷を流れる電流です）とほぼ等しくなります。したがって、負荷電流は一定であり（アーリー効果によるトランジスタの出力抵抗は無視します）、回路は定電流源として動作します。温度が一定（またはほとんど変化しない）限り、負荷電流は電源電圧、R1、およびトランジスタのゲインに依存しません。R2 は負荷電流を任意の値に設定できるようにし、次のように計算されます。
ここで、シリコンデバイスの場合、V BEは通常0.65Vである。 [ 6 ]
（I R2もエミッタ電流であり、h FEが十分に大きい場合、コレクタ電流または必要な負荷電流と同じであると仮定します。）抵抗 R 1は次のように計算されます。
ここで、K = 1.2 ～ 2 ( R R1が十分に低く、適切なI Bが確保されるようにするため)、
また、h FE,minは、使用されている特定のトランジスタの種類に対して許容される最低電流利得です。
ツェナーダイオードは、図5に示すような発光ダイオードLED1など、他のダイオードに置き換えることができます。LEDの電圧降下（V D ）は、定電圧を導出するために使用され、温度によるV BEの変化を追跡（補償）するという利点も備えています。R 2は次のように計算されます。
そしてR 1は
図4の回路ではVBEが温度に敏感であるため、温度変化によって出力電流が変化します。温度依存性は、図6の回路を使用することで補償できます。この回路は、左図に示すように、ツェナーダイオードと直列に標準ダイオードD（トランジスタと同じ半導体材料）を備えています。ダイオードの電圧降下（VD ）は温度によるVBEの変化に追従するため、CCSの温度依存性を大幅に打ち消すことができます。
抵抗R2は次のように計算されます。
V D = V BE = 0.65 Vであるため、[ 7 ]
（実際には、V D はV BEと完全に等しくなることはなく、したがってV BEの変化をゼロにするのではなく、抑制するにとどまります。）
R 1は次のように計算されます。
（補償ダイオードの順方向電圧降下V Dは式中に現れ、 シリコンデバイスの場合、通常0.65Vである。[ 7 ]）
これは、DZ1が基準ダイオードまたは別の安定した電圧源である場合にのみ有効であることに注意してください。特にツェナー電圧が低い（5V未満）「通常の」ツェナーダイオードと組み合わせると、ダイオード全体の温度依存性が悪化する可能性があります。
直列負帰還は、エミッタ縮退を伴う2トランジスタ電流ミラーでも使用されます。負帰還は、ウィドラー電流源やウィルソン電流源など、複数のトランジスタを使用する一部の電流ミラーの基本的な特徴です。
図5および図6の回路における一つの制約は、熱補償が不完全であることです。バイポーラトランジスタでは、接合部温度が上昇すると、 Vbe降下（ベースからエミッタへの電圧降下）が減少します。前述の2つの回路では、Vbeの減少によりエミッタ抵抗の両端の電圧が上昇し、その結果、負荷を流れるコレクタ電流が増加します。最終的に、供給される「定常」電流の量は、少なくともある程度は温度に依存します。この影響は、図6のダイオードD1と図5のLED LED1の対応する電圧降下によって大部分が緩和されますが、完全には緩和されません。CCSの能動素子における電力損失が小さくない場合、および/またはエミッタの劣化が不十分な場合、これは無視できない問題となる可能性があります。
図5において、電源投入時にLEDに 1Vの電圧がかかり、トランジスタのベースを駆動していると想像してください。室温では、Vbe接合 部に約0.6Vの電圧降下があり、したがってエミッタ抵抗に0.4Vの電圧降下が生じるため、コレクタ（負荷）電流は約0.4/Reアンペアとなります。ここで、トランジスタの電力損失によってトランジスタが発熱すると想像してください。これにより、Vbeの電圧降下（室温では0.6V）が、例えば0.2Vに低下します。すると、エミッタ抵抗の両端の電圧は0.8Vとなり、発熱前の2倍になります。つまり、コレクタ（負荷）電流は設計値の2倍になってしまうのです。これはもちろん極端な例ですが、問題点を説明するのに役立ちます。
左側の回路は熱問題を克服します（電流制限も参照）。回路の動作を確認するために、電圧がV+に印加されたと仮定します。電流はR1を通ってQ1のベースに流れ、Q1をオンにして、負荷を通してQ1のコレクタに電流が流れ始めます。この同じ負荷電流はQ1のエミッタから流れ出し、結果としてRセンスを通って接地されます。Rセンスから接地へのこの電流が、 Q2のVbe降下と同じ電圧降下を引き起こすのに十分な大きさになると、Q2がオンになり始めます。Q2がオンになると、コレクタ抵抗R1を通してより多くの電流が流れ、Q1のベースに注入された電流の一部が迂回されるため、Q1が負荷を通して流す電流が減少します。これにより、回路内に負帰還ループが形成され、Q1のエミッタの電圧がQ2のVbe降下とほぼ完全に等しくなります。 Q2はQ1に比べて消費電力が非常に少ないため（負荷電流はすべてQ1を通り、Q2は通らないため）、Q2はそれほど発熱せず、Rセンス両端の基準電圧（電流設定値）は、Q1のVbe降下における温度変化に関わらず、約0.6V、つまりグランド電位からダイオード1個分高い電圧降下で安定します。ただし、Q2のBE電圧降下は温度によってわずかに変化するため、回路はデバイスが動作する周囲温度の変化には依然として敏感です。
図4に示す単純なトランジスタ電流源は、トランジスタのベース・エミッタ接合をオペアンプのフィードバックループに挿入することで改良できます（図7）。これにより、オペアンプは出力電圧を上げてVBEの電圧降下を補償します。この回路は実際には、一定の入力電圧で駆動されるバッファ付き非反転増幅器です。一定のセンス抵抗の両端の電圧を一定に保ちます。その結果、負荷を流れる電流も一定となり、ツェナー電圧をセンス抵抗で割った値になります。負荷はエミッタ（図7）またはコレクタ（図4）のどちらにも接続できますが、どちらの場合も上記のすべての回路と同様にフローティング状態になります。必要な電流がオペアンプの供給能力を超えない場合は、トランジスタは不要です。電流ミラーに関する記事では、このようなゲインブースト型電流ミラーの別の例について説明しています。
一般的な負帰還回路は、 IC電圧レギュレータ（図8のLM317電圧レギュレータ）で実現できます。上記の裸のエミッタフォロワや高精度オペアンプフォロワと同様に、一定の抵抗（1.25Ω）の両端に一定の電圧降下（1.25V）を維持します 。そのため、抵抗と負荷には一定の電流（1A ）が流れます。負荷両端の電圧が1.8Vを超えるとLEDが点灯します （インジケータ回路に若干の誤差があります）。接地された負荷は、このソリューションの重要な利点です。
2つの電極と校正されたベクレル（1秒あたりの崩壊数）226 Raの窒素充填ガラス管は、伝導のための1秒あたりの電荷キャリア数を一定に保ち、これにより、25～500 Vの電圧範囲で管が通過できる最大電流が決定されます。[ 8 ]
ほとんどの電気エネルギー源（商用電源、バッテリーなど）は電圧源としてモデル化するのが最適ですが、一部のエネルギー源（特に太陽電池）は電流源としてモデル化する方が適しています。ノートンの定理とテブナンの定理を用いると、電流源を電圧源として、あるいはその逆の変換（図9の変換を参照）を行う方が簡単な場合もあります。
電圧源は、供給電流がその供給能力の範囲内である限り、ほぼ一定の出力電圧を供給します。開放回路（すなわち無限大のインピーダンス）で負荷された理想的な電圧源は、電流（したがって電力）を供給しません。しかし、負荷抵抗がゼロに近づく（短絡）と、電流（したがって電力）は無限大に近づきます。このような理論上のデバイスは、電源と直列に接続された出力インピーダンスがゼロオーム です。実際の電圧源は、ゼロではない出力インピーダンスを持ち、その値は非常に低い（多くの場合、1オームよりはるかに小さい）ことが望ましいです。
逆に、電流源は、負荷のインピーダンスが電流源の並列インピーダンス（好ましくは非常に高く、理想的には無限大）よりも十分に低い限り、一定の電流を供給します。トランジスタ電流源の場合、インピーダンスは（低周波数では）数メガオーム程度が一般的です。電力は電流の二乗と抵抗の積であるため、電流源に接続された負荷抵抗がゼロに近づく（短絡する）と、電流、ひいては電力もゼロに近づきます。
理想的な電流源は存在しません。仮に理想的な電流源を理想的な開放回路に接続すると、電流源から一定の非ゼロ電流が、電流がゼロと定義された要素（開放回路）を流れるという矛盾が生じます。理想的な電流源の負荷抵抗が無限大（開放回路）に近づくと、負荷にかかる電圧は無限大に近づき（電圧は電流×抵抗であるため）、したがって消費される電力も無限大に近づきます。実際の電流源を開放回路に接続すると、電流は電流源の内部並列インピーダンスを流れ（そして熱として無駄になります）。
同様に、理想的な電圧源は存在しない。仮に理想的な短絡回路に電圧源を接続したとしても、定義されたゼロ電圧（短絡回路）の両端に有限の非ゼロ電圧が生じるという、同様の矛盾が生じることになる。
電圧源を異なる電圧の別の電圧源と並列に接続してはならないのと同様に、電流源を別の電流源と直列に接続してはならない。ただし、一部の回路では、電圧源や電流源と似ているが同一ではない要素を使用しており、実際の電流源や電圧源では許容されない接続方法でも動作する場合があることに注意が必要である。また、電圧源を直列に接続して電圧を加算できるのと同様に、電流源を並列に接続して電流を加算できる。
コンデンサの電荷は電流の時間積分に等しいため、理想的な定電流源は直列抵抗の有無に関わらず、コンデンサを時間に対して線形に充電します。例えば、ウィルキンソン型アナログ-デジタル変換器は、この線形特性を利用して、電流源がコンデンサをその電圧まで充電するのにかかる時間を測定することで、未知の電圧を測定します。一方、電圧源は、電圧源からの充電電流が時間とともに指数関数的に減少するため、抵抗器を介してコンデンサを非線形に充電します。
