電力分配器と方向性結合器

電力分配器(電力スプリッターとも呼ばれ、逆に電力結合器とも呼ばれる) と方向性結合器は、主に無線技術分野で使用される受動デバイスです。これらは、伝送ライン内の電磁力の一定量をポートに結合し、信号を別の回路で使用できるようにします。方向性結合器の重要な特徴は、一方向に流れる電力のみを結合することです。出力ポートに入る電力は、分離されたポートに結合されますが、結合されたポートには結合されません。2 つのポート間で電力を均等に分割するように設計された方向性結合器は、ハイブリッド結合器と呼ばれます。

方向性結合器は、エネルギーが一方を通過すると他方に結合するように十分近接して設置された 2 つの結合伝送線路から構成されることが最も一般的です。この技術は、多くの回路要素を実装するために伝送線路設計が一般的に使用されるマイクロ波周波数で好まれます。ただし、電話で使用されるオーディオ周波数などの低周波数では、集中コンポーネントデバイスも可能です。また、マイクロ波周波数、特に高帯域では、導波管設計を使用できます。これらの導波管結合器の多くは、導電性伝送線路設計の 1 つに対応していますが、導波管に固有のタイプもあります。

方向性結合器と電力分配器には、測定や監視用の信号サンプルの提供、フィードバック、アンテナとの間のフィード結合、アンテナ ビーム形成、ケーブル TV などのケーブル分散システム用のタップの提供、電話回線での送信信号と受信信号の分離など、さまざまな用途があります。

方向性結合器に最もよく使用されるシンボルを図 1 に示します。シンボルには結合係数がdBでマークされている場合があります。方向性結合器には 4 つのポートがあります。ポート 1 は電力が適用される入力ポートです。ポート 3 はポート 1 に適用された電力の一部が現れる結合ポートです。ポート 2 はポート 1 からの電力が出力され、ポート 3 に送られた部分は差し引かれる送信ポートです。方向性結合器は対称形であることが多いため、分離ポートであるポート 4 も存在します。ポート 2 に適用された電力の一部はポート 4 に結合されます。ただし、デバイスは通常このモードでは使用されず、ポート 4 は通常、整合負荷(通常は 50 オーム) で終端されます。この終端はデバイスの内部にある場合があり、ポート 4 はユーザーがアクセスできません。実質的には 3 ポート デバイスとなるため、図 1 の方向性結合器の 2 番目のシンボルが役立ちます。^[1]

フォームのシンボル。

${\displaystyle P_{\mathrm {a,b} }\ }$

この記事では、「ポートbの入力によるポートaのパラメータP」を意味します。

電力分配器のシンボルを図 2 に示します。電力分配器と方向性結合器は、基本的に同じクラスのデバイスです。 方向性結合器は、結合が緩い 4 ポート デバイス (つまり、結合ポートに入力電力のごく一部しか現れないデバイス) に使用される傾向があります。 電力分配器は、結合が密なデバイス (通常、電力分配器は各出力ポートに入力電力の半分を供給します ( 3 dB分配器))に使用され、通常は 3 ポート デバイスと見なされます。^[2]

すべての方向性結合器に求められる共通の特性は、広い動作帯域幅、高い指向性、および他のポートが整合負荷で終端されているときにすべてのポートで良好なインピーダンス整合が得られることです。これらの特性のいくつかとその他の一般的な特性については、以下で説明します。^[3]

結合係数は次のように定義されます。 ${\displaystyle C_{3,1}=10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

ここで、P ₁はポート 1 の入力電力、P _{3 は}結合ポートからの出力電力です (図 1 を参照)。

結合係数は方向性結合器の主要な特性を表します。結合係数は負の値で、受動デバイスの場合は0 dB を超えることはなく、実際には-3 dB を超えることはありません。これを超えると、結合ポートからの出力電力が送信ポートからの出力電力よりも大きくなり、実質的に役割が逆転するからです。負の値ではありますが、本文や図ではマイナス記号が省略されることが多く (ただし、それでも暗黙的に含まれています)、一部の著者^{[4]はこれを}正の値として定義しています。結合は一定ではなく、周波数によって変化します。設計を変えることで変動を減らすことはできますが、理論的には完全に平坦な結合器は構築できません。方向性結合器は、周波数帯域の中心における結合精度で指定されます。^[5]

ポート1からポート2への主線挿入損失（ _P1 - _P2）は次のようになります。

挿入損失:${\displaystyle L_{i2,1}=-10\log {\left({\frac {P_{2}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

この損失の一部は、結合ポートに流れる電力によるもので、結合損失と呼ばれ、次のように表されます。

結合損失:${\displaystyle L_{c2,1}=-10\log {\left(1-{\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

理想的な方向性結合器の挿入損失は、すべて結合損失から構成されます。しかし、実際の方向性結合器では、挿入損失は結合損失、誘電損失、導体損失、およびVSWR損失の組み合わせから構成されます。周波数範囲に応じて、結合損失は15 dB を超えるとそれほど重要ではなくなり、その他の損失が全損失の大部分を占めます。損失のない結合器の理論的な挿入損失 (dB) と結合損失 (dB) の関係は、図 3 のグラフと下の表に示されています。^[6]

方向性結合器の絶縁は、他の 2 つのポートがマッチングされた負荷で終端されている場合の、入力ポートと絶縁ポート間の信号レベルの差 (dB 単位) として定義できます。

分離：${\displaystyle I_{4,1}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

2 つの出力ポート間でも絶縁を定義することができます。この場合、出力ポートの 1 つは入力として使用され、もう 1 つは出力ポートと見なされ、他の 2 つのポート (入力および絶縁) は一致する負荷によって終端されます。

その結果： ${\displaystyle I_{3,2}=-10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{2}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

入力ポートと絶縁ポート間の絶縁は、2 つの出力ポート間の絶縁とは異なる場合があります。たとえば、ポート 1 と 4 間の絶縁は30 dBですが、ポート 2 と 3 間の絶縁は25 dBなどの異なる値になることがあります。絶縁は、結合とリターン ロスから推定できます。絶縁は可能な限り高くする必要があります。実際のカプラでは、絶縁ポートが完全に絶縁されることはありません。ある程度のRF電力は常に存在します。 導波路方向性カプラは、最高の絶縁性を備えています。^[7]

指向性は分離に直接関係しており、次のように定義されます。

指向性:${\displaystyle D_{3,4}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{3}}}\right)}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{1}}}\right)}+10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}}$

ここで、P ₃は結合ポートからの出力電力、P _{4 は}分離ポートからの出力電力です。

指向性は可能な限り高くする必要があります。指向性は設計周波数では非常に高く、2つの波の成分の打ち消しに依存するため、周波数のより敏感な関数です。導波管方向性結合器は最高の指向性を持っています。指向性は直接測定することはできず、アイソレーションと（負の）結合の測定値を加算して次のように計算されます。^[8]

${\displaystyle D_{3,4}=I_{4,1}+C_{3,1}\quad {\rm {dB}}}$

結合の正の定義を使用する場合、式は次のようになることに注意してください。

${\displaystyle D_{3,4}=I_{4,1}-C_{3,1}\quad {\rm {dB}}}$

理想的な（無限の分離と完全に整合した）対称方向性結合器のS行列は次のように表される。

${\displaystyle \mathbf {S} ={\begin{bmatrix}0&\tau &\kappa &0\\\tau &0&0&\kappa \\\kappa &0&0&\tau \\0&\kappa &\tau &0\end{bmatrix} }}$

${\displaystyle \tau \}$は透過係数であり、

${\displaystyle \kappa \}$結合係数

一般に、およびは、周波数に依存する複素数です。行列の主対角線上のゼロは、完全なマッチングの結果です。つまり、どのポートへの電力入力も、同じポートに反射されません。行列の反対角線上のゼロは、入力ポートと分離されたポート間の完全な分離の結果です。 ${\displaystyle \tau \}$${\displaystyle \kappa \}$

パッシブロスレス方向性結合器の場合、さらに、

${\displaystyle \tau {\overline {\tau }}+\kappa {\overline {\kappa }}=1}$

入力ポートに入る電力はすべて他の2つのポートのいずれかから排出される必要があるためである。^[9]

挿入損失は次のようなものと関連しています。 ${\displaystyle \tau \}$

${\displaystyle L(\mathrm {dB} )=-20\log |\tau |\ }$

結合係数は次のように関連します。 ${\displaystyle \kappa \}$

${\displaystyle C(\mathrm {dB} )=20\log |\kappa |\ }$

ゼロでない主対角要素はリターンロスに関連し、ゼロでない反対角要素は同様の式によって分離に関連します。

一部の著者はポート3と4を入れ替えてポート番号を定義しています。これにより、散乱行列は対角線上ですべてゼロではなくなります。^[10]

この用語は、 3 dBハイブリッドの2つの出力ポート間の電力差をdBで定義します。理想的なハイブリッド回路では、差は0 dBになるはずです。しかし、実際のデバイスでは、振幅バランスは周波数に依存し、理想的な0 dB差からは外れます。^[11]

ハイブリッドカプラの2つの出力ポート間の位相差は、使用するタイプに応じて0°、90°、または180°になります。ただし、振幅バランスと同様に、位相差は入力周波数に敏感で、通常は数度変化します。^[12]

方向性結合器の最も一般的な形式は、一対の結合伝送線路である。これらは、同軸や平面技術（ストリップラインとマイクロストリップ）を含むいくつかの技術で実現できる。ストリップラインでの実装は、図4に1/4波長（λ/4）方向性結合器として示されている。結合線路の電力は主線路の電力と逆方向に流れるため、ポートの配置は図1に示したものと同じではないが、番号は同じままである。このため、これは後方結合器と呼ばれることもある。^[13]

メインラインはポート 1 と 2 の間の部分で、結合ラインはポート 3 と 4 の間の部分です。方向性結合器は線形デバイスなので、図 1 の表記は任意です。どのポートも入力になることができ (例を図 20 に示します)、その結果、直接接続されたポートが送信ポート、隣接ポートが結合ポート、対角ポートが分離ポートになります。方向性結合器の中には、メインラインが高電力動作 (大型コネクタ) 用に設計されているものがあり、結合ポートではSMA コネクタなどの小型コネクタが使用されることがあります。内部負荷電力定格によって結合ラインの動作が制限される場合もあります。^[14]

結合係数の精度は、結合された 2 本の線路の間隔の寸法公差に依存します。平面印刷技術の場合、これは印刷プロセスの解像度に帰着します。印刷プロセスによって、製造可能な最小トラック幅が決定され、線路を互いにどれだけ近づけて配置できるかにも制限が課せられます。これは、非常に密な結合が必要な場合に問題となり、3 dB結合器では異なる設計が使用されることがよくあります。ただし、密結合線路はエアストリップラインで製造でき、印刷平面技術による製造も可能です。この設計では、2 本の線路は誘電体の反対側に印刷され、横に並んで印刷されることはありません。2 本の線路の幅方向の結合は、線路が互いに端を接している場合の結合よりもはるかに大きくなります。^[15]

λ/4 結合線路設計は、同軸およびストリップラインの実装には適していますが、現在普及しているマイクロストリップ形式では、設計は存在するものの、それほどうまく機能しません。その理由は、マイクロストリップが均質な媒体ではないためです。つまり、伝送ストリップの上下に 2 つの異なる媒体があります。これにより、導電性回路で見られる通常の TEM モード以外の伝送モードが発生します。偶数モードと奇数モードの伝搬速度が異なるため、信号が分散します。マイクロストリップのより優れたソリューションは、図 5 に示すように、λ/4 よりもはるかに短い結合線路ですが、これには、周波数とともに結合係数が著しく上昇するという欠点があります。時々見られるこの設計のバリエーションでは、図 6 に示すように、結合線路のインピーダンスがメイン ラインよりも高くなります。この設計は、カプラが電力監視用の検出器に供給される場合に有利です。インピーダンスの高いラインでは、所定のメイン ライン電力に対して RF 電圧が高くなり、検出器ダイオードの動作が容易になります。^[16]

メーカーが指定する周波数範囲は、結合線路の周波数範囲です。主線路の応答ははるかに広く、たとえば、2～4 GHzと指定されている結合器には、 1～5 GHzで動作する主線路がある場合があります。結合応答は周波数に対して周期的です。たとえば、λ/4 結合線路結合器は、n λ/4 で応答します。ここで、nは奇数の整数です。^[17]この好ましい応答は、主線路上の短いインパルスが結合器を通過するときに明らかになります。主線路上のインパルスが結合線路に到達すると、RC ハイパスの応答と同様に、結合線路上に同じ極性の信号が誘導されます。これにより、結合線路上に互いに反対方向に移動する 2 つの非反転パルスが発生します。主線路上のパルスが結合線路を離れると、結合線路上に反転信号が誘導され、互いに反対方向に移動する 2 つの反転インパルスが発生します。結合線路上のパルスは主線路上のパルスと同じ方向に進むが、その極性は逆である。これらは互いに打ち消し合うため、結合線路の出口では順方向の応答はない。これが分離ポートである。結合線路上のパルスは主線路上のパルスと反対方向に伝わり、極性も互いに逆であるが、2 番目のパルスは並列線路の 2 倍の遅延となる。λ/4 結合線路の場合、合計遅延長は λ/2 であるため、2 番目の信号は反転され、結合ポートで最大の応答が得られる。^[18]

1オクターブ未満の帯域幅には、単一のλ/4結合セクションが適しています。より広い帯域幅を実現するには、複数のλ/4結合セクションを使用します。このような結合器の設計は、分布素子フィルタの設計とほぼ同じ方法で進めます。結合器の各セクションはフィルタのセクションとして扱われ、各セクションの結合係数を調整することで、結合ポートを最大平坦（バターワースフィルタ）、等リップル（カウアーフィルタ）、指定リップル（チェビシェフフィルタ）応答などの古典的なフィルタ応答のいずれかにすることができます。 リップルは、結合ポートの通過帯域における出力の最大変動であり、通常は公称結合係数からのdB値プラスまたはマイナスで示されます。^[19]

結合線路方向性結合器は、すべての周波数で純実数と純虚数を持つことが示されています。これにより、S行列が簡略化され、結合ポートは常に出力ポートと直交位相（90°）になります。一部のアプリケーションでは、この位相差を利用しています。 とすると、損失のない動作の理想的なケースは次のように簡略化されます。^[20]${\displaystyle \tau \}$${\displaystyle \kappa \}$${\displaystyle \kappa =i\kappa _{\mathrm {I} }\ }$

${\displaystyle \tau ^{2}+{\kappa _{\mathrm {I} }}^{2}=1\ }$

分岐線路結合器は、2 つ以上の分岐線路を介して物理的に結合された 2 本の平行伝送線路で構成されます。分岐線路は λ/4 の間隔で配置され、結合線路結合器の複数のセクションと同じようにマルチセクション フィルタ設計のセクションを表しますが、ここでは各セクションの結合が分岐線のインピーダンスによって制御される点が異なります。主線路と結合線路はシステム インピーダンスです。結合器内のセクション数が多いほど、分岐線のインピーダンスの比率が高くなります。高インピーダンス線路はトラックが狭く、これにより通常、製造上の制限により平面形式での設計は 3 つのセクションに制限されます。同様の制限が10 dBより緩い結合係数に適用されます。低結合でも狭いトラックが必要です。結合線路は、緩い結合が必要な場合に適した選択肢ですが、分岐線路結合器は密結合に適しており、 3 dBハイブリッドに使用できます。分岐線路結合器は通常、結合線路ほど広い帯域幅を持ちません。このタイプのカプラは、剛性構造のため機械的にサポートしやすいため、高出力、空気誘電体、ソリッドバー形式での実装に適しています。^[21]${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}}}$

分岐線カプラは、一部の用途では交差する線路間に許容できない量の結合を引き起こすエアブリッジの代替としてクロスオーバーとして使用できます。理想的な分岐線クロスオーバーは、理論的には、それを通過する 2 つのパス間に結合がありません。設計は、カスケード接続された 2 つの3 dB 90° ハイブリッド カプラに相当する 3 分岐カプラです。結果は実質的に0 dBカプラです。入力を対角線上の反対の出力にクロスオーバーし、両方の線路で 90° の位相遅延が発生します。^{[22] [23]}

ランゲ結合器の構造は、結合を実現するために並列ラインをインターリーブしたインターデジタルフィルタに似ています。3 dBから6 dBの範囲の強い結合に使用されます。^[24]

最も初期の伝送線路電力分配器は単純な T 字型分岐でした。これらは出力ポート間のアイソレーションが非常に悪く、ポート 2 から反射された電力の大部分がポート 3 に流れ込みます。理論的には、受動的なロスレス 3 ポートの 3 つのポートすべてを同時に整合させることは不可能であり、アイソレーションが悪くなるのは避けられません。しかし、4 ポートではそれが可能であり、これが 4 ポート デバイスが 3 ポート電力分配器の実装に使用される基本的な理由です。4 ポート デバイスは、ポート 2 に到着した電力がポート 1 とポート 4 (整合負荷で終端) に分割され、(理想的な場合) ポート 3 には電力が流れないように設計できます。^[25]

ハイブリッド カプラという用語は、もともと3 dB結合線路方向性結合器、つまり 2 つの出力がそれぞれ入力電力の半分である方向性結合器に適用されていました。これは同義語として、出力が 90° 位相がずれている直交3 dBカプラを意味していました。現在では、分離されたアームと均等な電力分割を備えた整合された 4 ポートはハイブリッドまたはハイブリッド カプラと呼ばれています。他のタイプでは位相関係が異なる場合があります。90° の場合は 90° ハイブリッド、180° の場合は 180° ハイブリッドなどです。この記事では、修飾語のないハイブリッド カプラは結合線路ハイブリッドを意味します。^[26]

ウィルキンソン電力分配器は、 2 本の並列非結合λ/4 伝送線路で構成されています。入力は両方の線路に並列に供給され、出力は、それらの間をブリッジするシステム インピーダンスの 2 倍で終端されます。この設計は平面形式で実現できますが、同軸ではより自然に実装できます。平面では、2 本の線路を離して結合しないようにする必要がありますが、出力で一緒にして終端する必要があります。一方、同軸では、同軸の外部導体をシールドに利用して線路を並べて配線できます。ウィルキンソン電力分配器は、単純な T ジャンクションのマッチング問題を解決します。すべてのポートで VSWR が低く、出力ポート間のアイソレーションが高いです。各ポートの入力インピーダンスと出力インピーダンスは、マイクロ波システムの特性インピーダンスと等しくなるように設計されています。これは、システム インピーダンスの線路インピーダンスを50 Ω のシステムではウィルキンソン線路は約70 Ωにすることで実現されます^[27]${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}}}$

結合線路方向性結合器については上で説明しました。結合が3 dBになるように設計されている場合、ハイブリッド結合器と呼ばれます。理想的な対称ハイブリッド結合器の S マトリックスは次のように簡略化されます。

${\displaystyle \mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0&-i&-1&0\\-i&0&0&-1\\-1&0&0&-i\\0&-1&-i&0\end{bmatrix}}}$

2つの出力ポートは90°の位相差（- i～ -1）を持つため、これは90°ハイブリッドです。^[28]

ハイブリッドリング カプラは、ラット レース カプラとも呼ばれ、4 ポートの3 dB方向性カプラで、図 12 に示す間隔で 4 本のラインが配置された 3λ/2 リングの伝送線路で構成されています。ポート 1 で入力された電力は分割され、リングを両方向に伝わります。ポート 2 と 3 では信号が同位相で到着して加算されますが、ポート 4 では信号が逆位相でキャンセルされます。ポート 2 と 3 は互いに同位相であるため、これは 0° ハイブリッドの例です。図 12 は平面実装を示していますが、この設計は同軸または導波管でも実装できます。リングの各 λ/4 セクションを交互に低インピーダンスと高インピーダンスにすることで、3 dBとは異なる結合係数のカプラを作成できますが、 3 dBカプラの場合、リング全体がポート インピーダンスで構成されます。50 Ω設計の場合、リングは約70 Ωになります。^[29]${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}}}$

このハイブリッドの S 行列は次のように表されます。

${\displaystyle \mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0&-i&-i&0\\-i&0&0&i\\-i&0&0&-i\\0&i&-i&0\end{bmatrix}}}$

ハイブリッドリングはポートが対称ではありません。異なるポートを入力として選択しても、必ずしも同じ結果が得られるとは限りません。ポート 1 またはポート 3 を入力として使用すると、ハイブリッドリングは前述のように 0° ハイブリッドになります。ただし、ポート 2 またはポート 4 を入力として使用すると、180° ハイブリッドになります。^[30] この事実は、ハイブリッドリングの別の便利な用途につながります。図 12 に示すように、2 つの入力信号から和 (Σ) 信号と差 (Δ) 信号を生成するために使用できます。ポート 2 と 3 に入力すると、Σ 信号はポート 1 に表示され、Δ 信号はポート 4 に表示されます。^[31]

典型的な電力分配器を図 13 に示します。理想的には、入力電力は出力ポート間で均等に分割されます。分配器は複数のカップラーで構成され、カップラーと同様に、逆にしてマルチプレクサーとして使用できます。欠点は、4 チャネル マルチプレクサーの場合、出力は各カップラーからの電力の 1/4 のみで構成され、比較的効率が悪いことです。これは、各コンバイナーで入力電力の半分がポート 4 に送られ、終端負荷で消費されるためです。2 つの入力がコヒーレントであれば、位相を調整してポート 4 でキャンセルが発生し、すべての電力がポート 1 に送られるようにすることができます。ただし、マルチプレクサーの入力は通常、完全に独立したソースからのものなので、コヒーレントではありません。ロスレス マルチプレクシングは、フィルター ネットワークでのみ実行できます。^[32]

上で説明した分岐線路結合器は導波管内に実装することもできる。^[33]

最も一般的でシンプルな導波管方向性結合器の1つは、ベテホール方向性結合器です。これは、2つの平行な導波管が積み重ねられ、その間に穴が1つあります。一方の導波管からの電力の一部は、穴を通ってもう一方の導波管に放出されます。ベテホール結合器は、後方結合器のもう1つの例です。^[34]

ベテホールカップラの概念は、複数の穴を設けることで拡張できます。穴の間隔はλ/4です。このようなカップラの設計は、複数のセクションが結合された伝送線路と類似しています。複数の穴を使用すると、セクションをバターワース、チェビシェフ、またはその他のフィルタークラスとして設計することで帯域幅を拡張できます。穴のサイズは、フィルターの各セクションに必要な結合が得られるように選択されます。設計基準は、必要な帯域で高い指向性とともに実質的に平坦な結合を実現することです。^[35]

リブレット短スロット結合器は、ベテホール結合器のように長辺を共有するのではなく、側壁を共有して並んだ2つの導波管である。結合を可能にするために側壁にスロットが切られている。この設計は、3 dB結合器を製造するためによく使用される。^[36]

シュウィンガー逆位相結合器は平行導波管を使用する別の設計で、この場合は一方の長辺がもう一方の短辺の壁と共通です。導波管の間にはλ/4間隔で2つの中心からずれたスロットが切られています。シュウィンガーは後方結合器です。この設計の利点は、実質的に平坦な指向性応答ですが、結合係数の変化がほとんどないベテホール結合器と比較して、結合が強く周波数に依存するという欠点があります。^[37]

モレノクロスガイドカプラは、ベテホールカプラのように2つの導波管が重ねられていますが、平行ではなく直角になっています。導波管間の対角線上に、通常は十字形の2つの中心からずれた穴が一定の間隔を置いて開けられています。モレノカプラは、密結合アプリケーションに適しています。これは、ベテホールカプラとシュウィンガーカプラの特性の妥協案であり、結合と指向性の両方が周波数によって変化します。^[38]${\displaystyle \scriptstyle {\sqrt {2}}\lambda /4}$

上で説明したハイブリッドリングは導波管内に実装することもできる。^[39]

コヒーレントな電力分割は、最初は単純な T 字接合によって実現されました。マイクロ波周波数では、導波管 T 字にはE 平面と H 平面の2 つの形状があります。これら 2 つの接合は電力を均等に分割しますが、接合部の電界構成が異なるため、出力アームの電界は H 平面 T 字では同位相ですが、E 平面 T 字では 180° 位相がずれています。これら 2 つの T 字を組み合わせてハイブリッド T 字を形成するものは、マジック T 字として知られています。マジック T 字は 4 ポートのコンポーネントで、2 つのコヒーレントなマイクロ波信号のベクトル和 (Σ) と差 (Δ) を計算できます。^[40]

標準的な 3 dB ハイブリッド トランスを図 16 に示します。ポート 1 の電力はポート 2 と 3 に均等に分割されますが、互いに逆位相です。したがって、ハイブリッド トランスは 180° ハイブリッドです。センター タップは通常は内部で終端されますが、ポート 4 として取り出すことも可能です。その場合、ハイブリッドは和差ハイブリッドとして使用できます。ただし、ポート 4 は他のポートとは異なるインピーダンスとして現れるため、このポートを同じシステム インピーダンスで使用する必要がある場合は、インピーダンス変換用の追加のトランスが必要になります。^[41]

ハイブリッドトランスは、2線から4線への変換に通信でよく使用されます。電話機には、2線回線を受話口と送話口からの4線に変換するコンバーターが含まれています。^[42]

より低い周波数（ 600 MHz未満）では、 RFトランスによるコンパクトな広帯域実装が可能です。図17は、弱結合を意図した回路を示しており、次のように理解できます。信号は1つのラインペアで来ます。1つのトランスは信号の電圧を下げ、もう1つは電流を下げます。したがって、インピーダンスは整合しています。同じ議論は、カプラを通過する信号の他のすべての方向に当てはまります。誘導された電圧と電流の相対的な符号は、出力信号の方向を決定します。^[43]

結合は次のように与えられます。

${\displaystyle C_{3,1}=20\log n\}$

ここで、n は二次巻線と一次巻線の比です。

3dB結合の場合、送信ポートと結合ポートの間で信号が均等に分割され、分離ポートは特性インピーダンスの2倍（50Ωシステムの場合は100Ω）で終端されます。この回路に基づく3dB電力分配器では、2つの出力が互いに180°位相になります。これに対し、λ/4結合線路では90°位相関係になります。^[44]${\displaystyle \scriptstyle n={\sqrt {2}}}$

図 18 に示すように、抵抗器の単純な T 型回路を電力分配器として使用できます。この回路は、Y-Δ 変換を適用してデルタ回路として実装することもできます。デルタ形式では、システム インピーダンスに等しい抵抗器を使用します。ほとんどのシステム公称インピーダンスに対して、システム インピーダンスの値の高精度抵抗器が常に利用できるため、これは有利です。T型回路には、単純さ、低コスト、本質的に広い帯域幅という利点があります。この回路には 2 つの大きな欠点があります。1 つ目は、抵抗性であるため回路が電力を消費することです。均等に分割すると、挿入損失は3 dBではなく6 dBになります。2 つ目の問題は、 0 dBの方向性があるため、出力ポート間のアイソレーションが非常に悪くなることです。^[45]

不均等な電力分割の場合、挿入損失はそれほど問題にはなりません。例えば、ポート3で-40 dBの場合、ポート2での挿入損失は0.2 dB未満です。出力抵抗をTパッドに置き換えることで、両方の出力ポートでの挿入損失を犠牲にしてアイソレーションを改善できます。アイソレーションの改善は、追加された挿入損失よりも大きくなります。^[46]

抵抗ブリッジ回路から、理論上は無限のアイソレーションと指向性を持つ真のハイブリッド分配器/結合器を作ることができます。T 回路と同様に、ブリッジの挿入損失は6 dBです。トランスを追加しないと不平衡回路では使用できないという欠点がありますが、挿入損失が問題にならない場合は600 Ω平衡通信回線に最適です。ポートを表すブリッジの抵抗器は通常デバイスの一部ではありません (ポート 4 は内部で永久に終端されている可能性があります)。これらは回線終端によって提供されます。したがって、デバイスは基本的に 2 つの抵抗器 (およびポート 4 の終端) で構成されます。^[47]

方向性結合器からの結合出力は、システム内の主電力の流れを中断することなく、信号の周波数と電力レベルを監視するために使用できます（電力の減少を除く - 図3を参照）。^[48]

絶縁性が高い場合、方向性結合器は、信号を結合して2 トーン受信機テスト用に₁本のラインで受信機に送るのに適しています。図 20 では、 1 つの信号がポート P ₃に入り、もう 1 つの信号がポート P 2 に入り、両方ともポート P _{1から出ています。ポート P 3}からポート P _{1への信号は}10 dBの損失が発生し、ポート P 2 からポート P 1 への信号_は0.5 dBの損失が発生します 。分離されたポートの内部負荷は、ポート P ₃とポート P ₂からの信号損失を消散させます。図 20 のアイソレータを無視すると、絶縁測定 (ポート P ₂からポート P _{3 ) によって、}信号発生器F _{2から信号発生器 F 1}に注入される電力量が決まります。注入レベルが増加すると、信号発生器 F ₁の変調や、注入位相ロックが発生することがあります。方向性結合器の対称性のため、信号発生器 F ₂と F ₁の同じ変調問題が発生する可能性があり、逆注入が発生します。そのため、図 20 ではアイソレータを使用して方向性結合器のアイソレーション (または方向性) を効果的に高めています。その結果、注入損失は方向性結合器のアイソレーションとアイソレータの逆アイソレーションの合計になります。^[49]

ハイブリッドの用途としては、モノパルスコンパレータ、ミキサー、電力結合器、分配器、変調器、フェーズドアレイレーダーアンテナシステムなどがある。同相デバイス（ウィルキンソン分配器など）と直交（90°）ハイブリッドカプラの両方がコヒーレント電力分配器の用途に使用できる。コヒーレント電力結合器の用途で使用されている直交ハイブリッドの例を次のセクションで示す。^[50]

家庭では、ケーブルテレビや地上波テレビの信号を複数のテレビやその他の機器に分割するために、安価な電力分配器が使用されています。2つ以上の出力ポートを備えたマルチポートスプリッターは、通常、内部に複数のカスケード接続されたカプラで構成されています。国内のブロードバンドインターネットサービスは、ケーブルテレビ会社によって提供されています（ケーブルインターネット）。国内ユーザーのインターネットケーブルモデムは、スプリッターの1つのポートに接続されます。^[51]

ハイブリッド回路は双方向であるため、電力を分割するだけでなく、コヒーレントに結合させることもできます。図21は、信号を分割して複数の低電力増幅器に供給し、その後再結合して高電力の単一アンテナに供給する例を示しています。^[52]

各電力結合器への入力の位相は、2 つの入力が互いに 90° 位相がずれるように調整されます。ハイブリッド結合器の結合ポートは送信ポートと 90° 位相がずれているため、結合器の出力で電力が加算され、分離ポートでキャンセルされます。図 21 の代表的な例を図 22 に示します。各結合器/分配器の両方のポートに追加の固定 90° 位相シフトがありますが、これは簡略化のために図には示されていません。^[53] 両方の入力ポートに同相電力を適用しても、望ましい結果は得られません。2つの入力の直交和が両方の出力ポートに現れます。つまり、各出力ポートからの合計電力の半分になります。このアプローチにより、単一の高出力TWTの代わりに、回路内で多数のより安価で低電力のアンプを使用できます。さらに別のアプローチは、各ソリッド ステート アンプ (SSA) をアンテナに給電し、電力を空間で結合するか、アンテナに取り付けられたレンズに給電するために使用する方法です。^[54]

90°ハイブリッド カプラの位相特性は、マイクロ波回路で非常に有利に利用できます。たとえば、バランス型マイクロ波増幅器では、2 つの入力段がハイブリッド カプラを介して供給されます。FETデバイスは通常、整合が非常に悪く、入射エネルギーの多くを反射します。ただし、デバイスは本質的に同一であるため、各デバイスからの反射係数は等しくなります。FET からの反射電圧は、絶縁ポートでは同位相ですが、入力ポートでは 180° 異なります。したがって、FET からの反射電力はすべて絶縁ポートの負荷に送られ、入力ポートには電力が送られません。この結果、入力整合が良好になります (VSWR が低い)。^[55]

図23に示すように、180°ハイブリッドカップラーへのアンテナ入力に位相整合ラインを使用すると、アンテナ間で直接ヌルが発生します。その位置で信号を受信するには、ハイブリッドタイプまたはラインの長さを変更する必要があります。特定の方向からの信号を拒否したり、モノパルスレーダーの差分パターンを作成したりするには、これが良い方法です。^[56]

位相差結合器は、アンテナアレイの下位要素への位相を遅らせることによって、VHF FMラジオ局でビーム傾斜を作成するために使用できます。より一般的には、位相差結合器は、固定位相遅延およびアンテナアレイとともに、バトラーマトリックスなどのビーム形成ネットワークで使用され、任意の指定された方向に無線ビームを作成します。^[57]

• スターカプラ
• ビームスプリッター

 この記事には、電子戦およびレーダーシステムエンジニアリングハンドブック（レポート番号TS 92-78）のパブリックドメイン資料が組み込まれています。海軍航空戦センター兵器部門の航空電子工学部門。2006年6月9日閲覧。 （pp. 6–4.1 ～ 6–4.5 電力分配器と方向性結合器）。

• Stephen J. Bigelow、Joseph J. Carr、Steve Winder、『Understanding telephone electronics』 Newnes、2001 ISBN 0-7506-7175-0。 
• Geoff H. Bryant、「マイクロ波測定の原理」、電気技術者協会、1993年ISBN 0-86341-296-3。 
• Robert J. Chapuis、Amos E. Joel、「100 Years of Telephone Switching (1878–1978): Electronics, computers, and telephone replacement (1960–1985)」、IOS Press、2003年、ISBN 1-58603-372-7。 
• Walter Y. Chen、「Home Networking Basis」、Prentice Hall Professional、2003年ISBN 0-13-016511-5。 
• R. Comitangelo、D. Minervini、B. Piovano、「900 MHz のマルチビーム アンテナに最適なサイズとコンパクトさのビーム形成ネットワーク」、IEEE アンテナおよび伝搬学会国際シンポジウム 1997、第 4 巻、pp. 2127-2130、1997 年。
• Stephen A. Dyer、「計測機器と測定の調査」 Wiley-IEEE、2001年ISBN 0-471-39484-X。 
• 藤本恭平著『モバイルアンテナシステムハンドブック』、アーテックハウス、2008年ISBN 1-59693-126-4。 
• プレストン・グララ『インターネットの仕組み』Que Publishing、1998年ISBN 0-7897-1726-3。 
• Ian Hickman、『実用無線周波数ハンドブック』、Newnes、2006年ISBN 0-7506-8039-3。 
• Apinya Innok、Peerapong Uthansakul、Monthippa Uthansakul、「MIMO ビームフォーミング システム向けの角度ビームフォーミング技術」、International Journal of Antennas and Propagation、vol. 2012、号 11、2012 年 12 月。
• Thomas Koryu Ishii、「マイクロ波技術ハンドブック：コンポーネントとデバイス」、Academic Press、1995年ISBN 0-12-374696-5。 
• YT Lo、SW Lee、「アンテナ ハンドブック: アプリケーション」、Springer、1993 年ISBN 0-442-01594-1。 
• Matthaei, George L.; Young, Leo および Jones, EMTマイクロ波フィルタ、インピーダンス整合ネットワーク、および結合構造McGraw-Hill 1964 OCLC  299575271
• D. Morgan, EMCテストおよび測定ハンドブック、IET、1994年ISBN 0-86341-756-6。 
• Antti V. Räisänen、Arto Lehto、無線通信およびセンサー アプリケーションのための無線工学、Artech House、2003 ISBN 1-58053-542-9。 
• KR Reddy、SB Badami、V. Balasubramanian、「Oscillations And Waves」、Universities Press、1994年ISBN 81-7371-018-X。 
• Peter Vizmuller、「RF 設計ガイド: システム、回路、方程式」、第 1 巻、Artech House、1995 年ISBN 0-89006-754-6。 
• A. Franzen、Impulsantwort eines Leitungskopplers、CQ DL、vol. 7、28-31ページ、2020年。