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クラスDアンプ、またはスイッチングアンプは、増幅素子（トランジスタ、通常はMOSFET）が他のアンプのように線形ゲイン素子としてではなく、電子スイッチとして動作する電子アンプです。パルス幅変調、パルス密度変調、または関連する技術を用いて電源レール間を高速に切り替え、パルス列を出力します。通常、ローパスフィルタを使用して高周波成分を減衰させ、アナログ出力電流と電圧を得ます。増幅トランジスタは常に完全にオンか完全にオフかのどちらかの状態であるため、エネルギー消費は少なく、効率は90%を超えることがあります。
現在クラスD動作と呼ばれるものに対応するスイッチング増幅回路は、1930年代初頭に記述されており、その中には1932年にバーニス・D・ベッドフォードによって特許取得された電気増幅回路も含まれている。[ 1 ]パルス幅変調およびパルス時間変調技術は、電力増幅のためではなく、通信信号伝送のために、1930年代後半にアレック・リーブスによってさらに発展した。[ 2 ] [ 3 ] [ 4 ]
クラスDという用語は、1959年にPJ Baxandallによってトランジスタ発振器の文脈で提案されました。高効率は、関連する電圧が低いときにのみアクティブデバイスに電流を流すようにすることで得られます。Baxandallの回路では、インダクタを使用してデバイス間の電流を制御し、導通中の電圧と電流の重なりを最小限に抑えることでこれを実現しました。[ 5 ]
最初の商用製品は、 1964 年にSinclair RadionicsがリリースしたX-10と呼ばれるキットモジュールでした。しかし、出力はわずか 2.5ワットでした。1966 年に Sinclair X-20 は 20 ワットを出力しましたが、当時入手可能だったゲルマニウムベースのバイポーラ接合トランジスタの不安定性と制限に悩まされました。その結果、これらの初期のクラス D アンプは実用的ではなく、成功しませんでした。実用的なクラス D アンプは、シリコンベースのMOSFET (金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ) 技術の開発によって可能になりました。1978 年に、ソニーはパワー MOSFETとスイッチング モード電源を採用した最初のクラス D ユニットである TA-N88 を発表しました。その後、1979年から1985年にかけてMOSFET技術は急速に発展した。低コストで高速スイッチングのMOSFETが利用可能になったことで、1980年代半ばにはクラスDアンプが成功を収めた。[ 6 ]
1983年、ミード・キリオンは補聴器に使用することを目的とした集積回路クラスDアンプに関する特許を申請した。 [ 7 ] 1996年には、トライパス社がクラスDアンプベースの集積回路を発売した。[ 8 ]
位相変調クラスDアーキテクチャも開発されている。これらの設計では、高出力スイッチング波形が一次側で生成され、チャネル間で共有される。位相変位は入力信号に応じて復調中に生成され、パルス幅変調された出力が生成される。位相変調クラスDオーディオアンプは、Peavey Electronicsに譲渡された特許で説明されており、AC電源は一次スイッチング段を駆動するためだけに整流され、二次側のDC電源レールはなく、出力はローパスフィルタを使用して復元される。[ 9 ]
クラスDアンプは、振幅は一定だが幅と間隔が変化する矩形パルス列を生成することで動作します。この変調は、アナログオーディオ入力信号の振幅変動を表します。一部の実装では、パルスは入力デジタルオーディオ信号と同期され、信号をアナログに変換する必要がなくなります。変調器の出力は、出力トランジスタを交互にオン/オフするために使用されます。トランジスタは完全にオンか完全にオフかのどちらかであるため、消費電力は非常に少なくなります。インダクタとコンデンサで構成される単純なローパスフィルタは、オーディオ信号の低周波成分の経路を提供し、高周波パルスを残します。[ 10 ]
クラスD電力段の構造は、非絶縁型スイッチング電源（SMPS）の一種である同期整流バックコンバータの構造に匹敵する。 [ 11 ]バックコンバータは通常、可変負荷に一定の直流電圧を供給する電圧レギュレータとして機能し、電流しか供給できないのに対し、クラスDアンプは固定負荷に常に変化する電圧を供給する。スイッチングアンプは、自動車用バッテリーや内蔵SMPSなど、あらゆる種類の電源を使用できるが、その特徴は、増幅プロセス自体がスイッチングによって動作することである。[ 12 ]
一部のクラスDアンプは、より小さな電圧ステップでスイッチングすることで効率を向上させ、部品サイズを小さくするために、2つ以上の出力電圧レベルを使用します。これにより、スイッチングリップル電流が低減され、より小さな出力インダクタの使用が可能になります。ある実装では、フライングキャパシタハーフブリッジを使用して、単一の電源レールから3レベルの波形、またはブリッジ接続負荷構成で5レベルの波形を生成します。これは、モノリシックオーディオパワーアンプで実証されています。[ 13 ]
別のアプローチでは、フライングコンデンサを使用せずに、スタックまたは直列接続されたスイッチングデバイスを使用して複数の出力電圧レベルを生成し、出力段がマルチレベルPWMを生成する際に、デバイス間で電圧ストレスが共有されます。[ 14 ]
理想的なスイッチを使用したクラスDアンプの理論上の電力効率は100%です。つまり、供給された電力はすべて負荷に供給され、熱に変換される電力はありません。これは、理想的なスイッチはオン状態では抵抗がなく、電圧降下なしにすべての電流を流すため、熱として消費される電力がないためです。また、オフ状態では、スイッチには電源電圧が全量かかりますが、漏れ電流は流れないため、やはり電力は消費されません。実際のパワーMOSFETは理想的なスイッチではありませんが、クラスDアンプでは90%をはるかに超える実用効率が一般的です。対照的に、線形ABクラスアンプは常に電力デバイスに電流が流れ、電圧がかかっている状態で動作します。理想的なクラスBアンプの理論上の最大効率は78%です。クラスAアンプ（完全に線形であり、デバイスは常に少なくとも部分的にオン）の理論上の最大効率は50%で、一部の設計では効率が20%を下回るものもあります。[ 15 ]
2 レベル波形は、パルス幅変調(PWM)、パルス密度変調(パルス周波数変調とも呼ばれる)、スライディングモード制御(より一般的には自己発振変調と呼ばれる[ 16 ] )、またはデルタシグマ変調などの離散時間形式の変調を使用して生成されます。[ 17 ]
PWM信号を生成する簡単な方法は、高周波三角波と音声入力を比較する高速コンパレータ（上のブロック図の「C 」）を使用することです。これにより、音声信号の瞬時値に比例するデューティサイクルを持つ一連のパルスが生成されます。コンパレータはMOSゲートドライバを駆動し、MOSゲートドライバは一対の高出力スイッチングトランジスタ（通常はMOSFET）を駆動します。これにより、コンパレータのPWM信号が増幅された複製が生成されます。出力フィルタは、PWM信号の高周波スイッチング成分を除去し、スピーカーが使用できる音声情報を再構築します。
デジタルオーディオ信号（SPDIFなど）から直接PWM信号を生成するDSPベースのアンプは、パルス長を計測するためにカウンタを使用するか[ 18 ]、三角波ベースの変調器のデジタル版を実装します。どちらの場合も、実用的なクロック周波数で得られる時間分解能はスイッチング周期のわずか数百分の一であり、低ノイズを確保するには不十分です。事実上、パルス長が量子化され、量子化歪みが発生します。どちらの場合も、デジタル領域内で負帰還が適用され、ノイズシェーパーが形成され、可聴周波数帯域のノイズが低減されます。[ 19 ]
クラスDアンプのMOSFETドライバ回路における2つの重要な設計課題は、デッドタイムとリニアモード動作をできるだけ短くすることです。 デッドタイムとは、スイッチング遷移中に両方の出力MOSFETがカットオフモードに駆動され、両方ともオフになっている期間のことです。正確で低歪みの出力信号を維持するには、デッドタイムをできるだけ短くする必要がありますが、デッドタイムが短すぎると、オンになっているMOSFETがオフになっているMOSFETが導通を停止する前に導通を開始し、MOSFETが出力電源を自身で短絡させてしまう状態（シュートスルーと呼ばれる）が発生します。[ 20 ]
制御回路は、MOSFETがリニアモード（カットオフモードと飽和モードの中間の状態であり、MOSFETが完全にオンでも完全にオフでもなく、大きな抵抗で電流を流し、大きな熱を発生させる状態）にある時間を最小限に抑えるために、MOSFETをできるだけ速く切り替える必要があります。貫通電流や過剰なリニアモード動作を許容する故障は、過剰な損失や、場合によってはMOSFETの壊滅的な故障につながります。[ 21 ]
固定周波数PWM変調では、出力電圧（ピーク値）が電源電圧のいずれかに近づくと、パルス幅が非常に狭くなり、ドライバ回路とMOSFETの応答能力が限界に達することがあります。これらのパルスは数ナノ秒程度と非常に短く、リニアモード動作による貫通電流や発熱を引き起こす可能性があります。パルス密度変調などの他の変調方式では、固定周波数PWMに比べて、より高いピーク出力電圧と高い効率を実現できます。
クラスDアンプは、電源に負荷から戻ってくるエネルギーを吸収できるという追加の要件を課します。リアクティブ（容量性または誘導性）負荷は、サイクルの一部でエネルギーを蓄積し、後でそのエネルギーの一部を放出します。線形アンプはこのエネルギーを消費しますが、クラスDアンプはそれを電源に戻し、電源は何らかの方法でそれを蓄積できる必要があります。さらに、ハーフブリッジクラスDアンプは、出力電流の符号に応じて、一方の電源レール（たとえば正のレール）からもう一方の電源レール（たとえば負のレール）にエネルギーを転送します。これは、抵抗負荷とリアクティブ負荷の両方で発生します。電源は、両方のレールに十分な容量蓄積能力を持つか、このエネルギーをもう一方のレールに転送できる必要があります。[ 22 ]
クラスDアンプの能動素子は、制御可能なスイッチとして機能すればよく、制御入力に対して特に線形な応答を示す必要はありません。一般的にはMOSFETが使用されます。
アンプの実際の出力は、変調されたPWM信号の内容だけに依存するわけではありません。様々な要因が誤差を引き起こす可能性があります。電源電圧の変動は、出力電圧を直接振幅変調します。デッドタイム誤差は、出力インピーダンスを非線形にします。出力フィルタの周波数特性は、負荷に大きく依存します。
エラーの原因に関わらず、エラーに対処する効果的な方法は負帰還です。出力段を含むフィードバックループは、単純な積分器を使用して作成できます。出力フィルタを含めるには、PIDコントローラを使用し、場合によっては追加の積分項を追加します。実際の出力信号を変調器にフィードバックする必要があるため、SPDIFソースから直接PWMを生成することは魅力的ではありません。[ 23 ]
フィードバックのないアンプで同じ問題を軽減するには、ソースでそれぞれ個別に対処する必要があります。電源変調は、PWM変換の一部として電源電圧を測定して信号ゲインを調整することで部分的にキャンセルできます。[ 24 ]スイッチング速度を速くすることで歪みを低減できます。出力インピーダンスは、フィードバック以外では制御できません。
クラスDアンプの大きな利点は、リニアアンプよりもはるかに効率が高く、アクティブ素子における発熱量が少ないことです。これは、小型で持ち運び可能なバッテリー駆動機器において特に大きなメリットとなります。また、大型のヒートシンクが不要なため、クラスDアンプはクラスA、B、ABアンプよりもはるかに軽量です。これは、ポータブル音響システム機器やベースアンプにとって重要な利点です。