降圧コンバータ

降圧コンバータまたはステップダウンコンバータは、入力（電源）から出力（負荷）への電圧を下げながら電流を増やすDC-DCコンバータです。これはスイッチングモード電源の一種です。スイッチングコンバータ（降圧コンバータなど）は、DC-DCコンバータとして、熱として電力を消費するが出力電流をステップアップしないより単純な回路であるリニアレギュレータよりもはるかに高い電力効率を提供します。 ^[1]降圧コンバータの効率は非常に高く、90%を超えることも多いため、通常12Vであるコンピュータの主電源電圧を、USB、DRAM、CPUに必要な通常5、3.3、または1.8Vの低い 電圧に変換するなどのタスクに役立ちます。  

降圧コンバータには通常、少なくとも 2 つの半導体 (ダイオードとトランジスタ、ただし最近の降圧コンバータではダイオードの代わりに同期整流用の 2 番目のトランジスタが使用されることが多い) と少なくとも 1 つのエネルギー貯蔵素子 (コンデンサ、インダクタ、またはこの 2 つの組み合わせ) が含まれます。電圧リップルを低減するために、このようなコンバータの出力 (負荷側フィルタ) と入力 (電源側フィルタ) に、コンデンサ (場合によってはインダクタとの組み合わせ) で作られたフィルタが追加されるのが一般的です。^[2]その名前は、電源電圧を「降圧」または反対にするインダクタに由来しています。^[3]

降圧コンバータは通常、100 kHz から数 MHz のスイッチング周波数範囲で動作します (引用が必要)。スイッチング周波数が高いほど、より小さなインダクタとコンデンサを使用できますが、トランジスタのスイッチング頻度が高くなるため、効率の損失も大きくなります。

降圧コンバータの基本的な概念は次のとおりです。

1. 必要以上に高い電源電圧を使用して、インダクタに電流を素早く誘導します (図 2 および 4 の「オン」)。
2. 電源を切り離し、インダクタの電流の慣性を利用して、電源が供給する電流よりも多くの電流を供給します (図 2 および 4 の「オフ」)。電源を切り離した状態で回路を閉じるには、2 番目のスイッチ (通常はダイオード) が必要です。

オン状態では、ソースは定常負荷の定格を超える電流を一時的に供給する必要がある場合がありますが、オン時間はソースが損傷を受けるには短すぎます。オフ状態では、ソースから電流は引き出されず、コンポーネントは冷却されます。両方の状態の平均電流引き込みは、ソース仕様を下回る必要があります。

オン状態とオフ状態の切り替えによる電圧スパイクを均一化するために、出力側にコンデンサが使用されます。

降圧コンバータの機械的な例えは、自転車を一回強く漕いで（力 ～ 電圧）、その間に自転車を転がす（慣性 ～ インダクタ）ようなものです。

降圧コンバータの基本的な動作は、インダクタの電流を2 つのスイッチで制御することです (図 2)。物理的な実装では、これらのスイッチはトランジスタとダイオード、または 2 つのトランジスタ (ダイオードの電圧降下に関連する損失を回避する) によって実現されます。

降圧コンバータの概念モデルは、インダクタの電流と電圧の関係で理解するのが最も適切です。スイッチが開いている状態（オフ状態）では、回路の電流はゼロです。スイッチが最初に閉じられると（オン状態）、電流が増加し始め、インダクタは変化する電流に応じて端子間に反対の電圧を生成します。この電圧降下はソースの電圧を打ち消すため、負荷全体の正味電圧が低下します。時間の経過とともに、電流の変化率が低下し、インダクタ全体の電圧も低下して、負荷の電圧が増加します。この間、インダクタは磁場の形でエネルギーを蓄えます。

電流がまだ変化している間にスイッチが開かれると、インダクタの両端で常に電圧降下が発生するため、負荷の正味電圧は常に入力電圧源より低くなります。スイッチが再び開かれると (オフ状態)、電圧源は回路から除去され、電流が減少します。減少する電流によってインダクタの両端で電圧降下が発生し (オン状態での降下とは逆)、インダクタが電流源になります。インダクタの磁場に蓄積されたエネルギーが、負荷を通る電流の流れをサポートします。入力電圧源が切断されている間に流れるこの電流は、オン状態で流れる電流と加算され、合計すると平均入力電流 (オフ状態ではゼロ) よりも大きな電流になります。

平均電流の「増加」は電圧の低下を補い、負荷に供給される電力を理想的には維持します。オフ状態の間、インダクタは蓄積されたエネルギーを回路の残りの部分に放電しています。インダクタが完全に放電する前にスイッチが再び閉じられると (オン状態)、負荷の電圧は常にゼロより大きくなります。

降圧コンバータは、整流サイクル中にインダクタ（）を流れる電流がゼロにならない場合、連続モードで動作します。このモードでの動作原理は、図4のグラフで説明されます。^[2]${\displaystyle I_{\text{L}}}$

• 上の図のスイッチが閉じているとき（図 2 の上部）、インダクタの両端の電圧は です。インダクタを流れる電流は直線的に増加します（近似的に、電圧降下がほぼ一定である限り）。ダイオードは電圧源 V によって逆バイアスされているため、ダイオードには電流が流れません。${\displaystyle V_{\text{L}}=V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}$
• スイッチが開いている場合 (図 2 の下部)、ダイオードは順方向バイアスされます。インダクタの両端の電圧は(ダイオードの降下を無視すると) です。電流は減少します。${\displaystyle V_{\text{L}}=-V_{\text{o}}}$${\displaystyle I_{\text{L}}}$

インダクタLに蓄えられるエネルギーは

${\displaystyle E={\frac {1}{2}}LI_{\text{L}}^{2}}$

したがって、L に蓄積されるエネルギーはオン時間中にが増加するにつれて増加し、オフ状態中に減少すること がわかります。L は、コンバータの入力から出力にエネルギーを転送するために使用されます。${\displaystyle I_{\text{L}}}$

の変化率は次のように計算できます。 ${\displaystyle I_{\text{L}}}$

${\displaystyle V_{\text{L}}=L{\frac {\mathrm {d} I_{\text{L}}}{\mathrm {d} t}}}$

オン状態ではに等しく、オフ状態では に等しくなります。したがって、オン状態での電流の増加は次の式で表されます。 ${\displaystyle V_{\text{L}}}$${\displaystyle V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}$${\displaystyle -V_{\text{o}}}$

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{on}}}&=\int _{0}^{t_{\text{on}}}{\frac {V_{\text{L}}}{L}}\,\mathrm {d} t={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{on}},&t_{\text{on}}&=DT\end{aligned}}}$

ここで、はデューティ サイクルと呼ばれる0 から 1 までの値を持つ スカラーです。${\displaystyle D}$

逆に、オフ状態時の電流の減少は次のように表されます。

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{off}}}&=\int _{t_{\text{on}}}^{T=t_{\text{on}}+t_{\text{off}}}{\frac {V_{\text{L}}}{L}}\,\mathrm {d} t=-{\frac {V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{off}},&t_{\text{off}}&=(1-D)T\end{aligned}}}$

コンバータが定常状態で動作していると仮定すると、整流サイクル T の終了時に各コンポーネントに蓄積されるエネルギーは、サイクルの開始時のエネルギーと等しくなります。つまり、電流はと で同じになります(図 4)。 ${\displaystyle I_{\text{L}}}$${\displaystyle t=0}$${\displaystyle t=T}$

したがって、上記の式から次のように書くことができます。

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{on}}}+\Delta I_{L_{\text{off}}}&=0\\{\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{on}}-{\frac {V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{off}}&=0\end{aligned}}}$

上記の積分はグラフィカルに行うことができます。図 4 では、 は黄色の表面の面積とオレンジ色の表面の面積に比例します。これらの表面はインダクタ電圧 (赤い線) によって定義されるからです。これらの表面は単純な長方形なので、黄色の長方形とオレンジ色の長方形の面積は簡単に見つけることができます。定常動作の場合、これらの面積は等しくなければなりません。 ${\displaystyle \Delta I_{L_{\text{on}}}}$${\displaystyle \Delta I_{L_{\text{off}}}}$${\displaystyle \left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)t_{\text{on}}}$${\displaystyle -V_{\text{o}}t_{\text{off}}}$

図4に見られるように、および。 ${\displaystyle t_{\text{on}}=DT}$${\displaystyle t_{\text{off}}=(1-D)T}$

これにより次のようになります:

${\displaystyle {\begin{aligned}\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT-V_{\text{o}}(1-D)T&=0\\DV_{\text{i}}-V_{\text{o}}&=0\\{}\Rightarrow D&={\frac {V_{\text{o}}}{V_{\text{i}}}}\end{aligned}}}$

この式から、コンバータの出力電圧は、与えられた入力電圧に対してデューティ サイクルに比例して変化することがわかります。デューティ サイクルはと周期の比に等しいため、1 を超えることはできません。したがって、 です。このため、このコンバータは降圧コンバータと呼ばれます。 ${\displaystyle D}$${\displaystyle t_{\text{on}}}$${\displaystyle T}$${\displaystyle V_{\text{o}}\leq V_{\text{i}}}$

したがって、たとえば、この理論的に理想的な回路では、12 V を 3 V (出力電圧は入力電圧の 4 分の 1) に下げるには、25% のデューティ サイクルが必要になります。

場合によっては、負荷に必要なエネルギー量が少なすぎることがあります。この場合、インダクタを流れる電流は、期間の一部でゼロになります。上記の原理との唯一の違いは、整流サイクルの終了時にインダクタが完全に放電されることです (図 5 を参照)。ただし、これは前の式にいくらか影響を及ぼします。

インダクタ電流がゼロを下回ると、各サイクル中に出力コンデンサが放電され、スイッチング損失が増加します [de] 。これらの損失を最小限に抑えるには、パルス周波数変調と呼ばれる別の制御技術を使用できます。

コンバータは依然として定常状態で動作していると見なします。したがって、インダクタのエネルギーはサイクルの開始時と終了時で同じです (不連続モードの場合はゼロです)。これは、インダクタ電圧 (V _L ) の平均値がゼロであることを意味します。つまり、図 5 の黄色とオレンジ色の四角形の面積は同じです。これにより、次のようになります。

${\displaystyle \left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT-V_{\text{o}}\delta T=0}$

したがってδの値は次のようになります。

${\displaystyle \delta ={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{V_{\text{o}}}}D}$

出力コンデンサは整流サイクル中に端子間の電圧を一定に保つのに十分な大きさであると考えられるため、負荷に供給される出力電流 ( ) は一定です。これは、コンデンサを流れる電流の平均値がゼロであることを意味します。したがって、次の式が成り立ちます。 ${\displaystyle I_{\text{o}}}$

${\displaystyle {\overline {I_{\text{L}}}}=I_{\text{o}}}$

ここで、インダクタ電流の平均値です。図 5 に示すように、インダクタ電流の波形は三角形です。したがって、I _Lの平均値は次のように幾何学的に整理できます。 ${\displaystyle {\overline {I_{\text{L}}}}}$

${\displaystyle {\begin{aligned}{\overline {I_{\text{L}}}}&=\left({\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}DT+{\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}\delta T\right){\frac {1}{T}}\\&={\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}\left(D+\delta \right)\\&=I_{\text{o}}\end{aligned}}}$

インダクタ電流は最初はゼロで、 t _{onの間に I Lmax}まで上昇します。つまり、 I _{L max は}次の式に等しくなります。

${\displaystyle I_{L_{\text{max}}}={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}DT}$

前の式に I _Lmaxの値を代入すると、次のようになります。

${\displaystyle I_{\text{o}}={\frac {\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT\left(D+\delta \right)}{2L}}}$

そして、上記の式に δ を代入すると次のようになります。

${\displaystyle I_{\text{o}}={\frac {\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT\left(D+{\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{V_{\text{o}}}}D\right)}{2L}}}$

この式は次のように書き直すことができます。

${\displaystyle V_{\text{o}}=V_{\text{i}}{\frac {1}{{\frac {2LI_{\text{o}}}{D^{2}V_{\text{i}}T}}+1}}}$

不連続モードで動作する降圧コンバータの出力電圧は、連続モードの降圧コンバータの出力電圧よりもはるかに複雑であることがわかります。さらに、出力電圧は、入力電圧 (V _i ) とデューティ サイクル D だけでなく、インダクタ値 (L)、整流周期 (T)、出力電流 (I _o ) の関数でもあります。

コンバータは、負荷に低電流が流れる場合は不連続モードで動作し、負荷電流レベルが高い場合は連続モードで動作します。不連続モードと連続モードの限界は、整流サイクルの終了時にインダクタ電流が正確にゼロになったときに達します。図 5 の表記を使用すると、これは次のようになります。

${\displaystyle {\begin{aligned}DT+\delta T&=T\\\Rightarrow D+\delta &=1\end{aligned}}}$

したがって、不連続モードと連続モードの限界における出力電流（平均インダクタ電流に等しい）は次のようになります（上記参照）。

${\displaystyle I_{{\text{o}}_{\text{lim}}}={\frac {I_{L_{\text{max}}}}{2}}\left(D+\delta \right)={\frac {I_{L_{\text{max}}}}{2}}}$

I _{Lmax を}その値に代入すると、次のようになります。

${\displaystyle I_{o_{\text{lim}}}={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{2L}}DT}$

2つのモード間の極限では、出力電圧は連続セクションと不連続セクションの両方の式に従います。特に、前者は

${\displaystyle V_{\text{o}}=DV_{\text{i}}}$

したがって、I _{olim は}次のように記述できます。

${\displaystyle I_{o_{\text{lim}}}={\frac {V_{\text{i}}\left(1-D\right)}{2L}}DT}$

ここでさらに 2 つの表記法を紹介しましょう。

• で定義される正規化された電圧。 のときはゼロ、 のときは 1 になります 。${\displaystyle \left|V_{\text{o}}\right|={\frac {V_{\text{o}}}{V_{\text{i}}}}}$${\displaystyle V_{\text{o}}=0}$${\displaystyle V_{\text{o}}=V_{\text{i}}}$
• で定義される正規化された電流。この項は、サイクル中のインダクタ電流の最大増加、つまりデューティ サイクル D=1 でのインダクタ電流の増加に等しくなります。したがって、コンバータの定常動作では、出力電流がない場合には 0、コンバータが供給できる最大電流の場合は 1 になります。${\displaystyle \left|I_{\text{o}}\right|={\frac {L}{TV_{\text{i}}}}I_{\text{o}}}$${\displaystyle {\frac {TV_{\text{i}}}{L}}}$${\displaystyle \left|I_{\text{o}}\right|}$

これらの表記法を使用すると、次のようになります。

• 連続モードの場合:

  ${\displaystyle \left|V_{\text{o}}\right|=D}$

• 不連続モードの場合:

  ${\displaystyle {\begin{aligned}\left|V_{\text{o}}\right|&={\frac {1}{{\frac {2LI_{\text{o}}}{D^{2}V_{\text{i}}T}}+1}}\\&={\frac {1}{{\frac {2\left|I_{\text{o}}\right|}{D^{2}}}+1}}\\&={\frac {D^{2}}{2\left|I_{\text{o}}\right|+D^{2}}}\end{aligned}}}$

連続モードと不連続モードの限界における電流は次のとおりです。

${\displaystyle {\begin{aligned}I_{o_{\text{lim}}}&={\frac {V_{\text{i}}}{2L}}D\left(1-D\right)T\\&={\frac {I_{\text{o}}}{2\left|I_{\text{o}}\right|}}D\left(1-D\right)\end{aligned}}}$

したがって、連続モードと不連続モード間の極限の軌跡は次のように表されます。

${\displaystyle {\frac {\left(1-D\right)D}{2\left|I_{\text{o}}\right|}}=1}$

これらの式は図 6 にプロットされています。このことから、連続モードでは出力電圧はデューティ サイクルのみに依存しますが、不連続モードでははるかに複雑であることが推測されます。これは制御の観点から重要です。

回路レベルでは、CCMとDCMの境界の検出は通常、インダクタ電流検出によって行われ、次のような高精度で高速な検出器が必要となる。^{[4] [5]}

上記の分析は、以下の仮定に基づいて実施されました。

• 出力コンデンサは、電圧に顕著な変化を与えることなく負荷（単純な抵抗）に電力を供給するのに十分な容量を持っています。
• 順方向バイアス時のダイオードの電圧降下はゼロである
• スイッチやダイオードでの整流損失なし

これらの仮定は現実からかなり離れている可能性があり、実際のコンポーネントの不完全性がコンバータの動作に悪影響を及ぼす可能性があります。

出力電圧リップルとは、オン状態では出力電圧が上昇し、オフ状態では出力電圧が低下する現象のことです。これには、スイッチング周波数、出力容量、インダクタ、負荷、制御回路の電流制限機能など、いくつかの要因が関係しますが、これらに限定されるわけではありません。最も基本的なレベルでは、出力電圧は出力コンデンサの充電と放電の結果として上昇したり下降したりします。

${\displaystyle dV_{\text{o}}={\frac {idT}{C}}}$

出力リップル電圧を最も正確に近似するには、出力電流対時間波形 (連続モード) を下方にシフトし、平均出力電流が時間軸に沿うようにします。これを行うと、出力コンデンサに流入および流出する AC 電流波形 (のこぎり波) が表示されます。V c _-min ( V _cはコンデンサ電圧) はt _on /2 (コンデンサが放電した直後) で発生し、V _c-maxはt _off /2で発生することがわかります。出力リップル電圧を d V = I d t / Cと書き、出力電流波形の下でI d t (= d Q  ; I = d Q / d t 、 C = Q / Vなのでd V = d Q / C )を積分すると、軸より上の領域が積分されて、ピークツーピーク リップル電圧が得られます。 Δ V = Δ I T /8 C（ここで、 Δ Iはピークツーピーク リップル電流、Tはリップルの時間周期です。詳しい説明はそちらにあります。）基本的な AC 回路理論から、リップル電圧はほぼ正弦波になることがわかります。つまり、コンデンサのインピーダンスにリップル電流のピークツーピーク値を掛けたもの、つまり Δ V = Δ I / (2ω C ) です。ここで、 ω = 2π f、fはリップル周波数、f = 1/ T、T はリップル周期です。これにより、Δ V = Δ I T /2π C ) となり、この値と比較して、係数が 8 であるのに対し、正弦波の基本的な AC 回路理論の係数は約 6.3 であることを確認しています。これにより、リップル電圧に関するここでの評価に自信が持てます。すぐ下の段落は、すぐ上の段落に関連しているため、間違っている可能性があります。この段落の式を使用してください。もう一度、詳細については、トーク タブを参照してください: 出力リップル電圧と AoE (Art of Electronics 3rd edition) に関連します。

オフ状態では、この式の電流は負荷電流です。オン状態では、電流はスイッチ電流（またはソース電流）と負荷電流の差です。時間の長さ（d T）は、デューティ サイクルとスイッチング周波数によって定義されます。

オン状態の場合:

${\displaystyle dT_{\text{on}}=DT={\frac {D}{f}}}$

オフ状態の場合:

${\displaystyle dT_{\text{off}}=(1-D)T={\frac {1-D}{f}}}$

定性的には、出力容量またはスイッチング周波数が増加すると、リップルの大きさは減少します。出力電圧リップルは、通常、電源の設計仕様であり、いくつかの要因に基づいて選択されます。コンデンサの選択は、通常、さまざまなコンデンサ タイプのコスト、物理的サイズ、および非理想性に基づいて決定されます。スイッチング周波数の選択は、通常、効率要件に基づいて決定されます。効率要件は、以下の「非理想性が効率に与える影響」で説明されているように、動作周波数が高くなると低下する傾向があります。スイッチング周波数が高くなると、EMI の問題も発生する可能性があります。

出力電圧リップルはスイッチング電源の欠点の 1 つですが、その品質の尺度にもなります。

上記の簡略化された分析では、回路コンポーネントの非理想性や必要な制御回路は考慮されていません。制御回路による電力損失は、通常、電力デバイス (スイッチ、ダイオード、インダクタなど) の損失と比較するとわずかです。電力デバイスの非理想性が、コンバータの電力損失の大部分を占めています。

スイッチング レギュレータでは、静的電力損失と動的電力損失の両方が発生します。静的電力損失には、あらゆる電気回路と同様に、ワイヤや PCB トレースの (伝導) 損失、およびスイッチとインダクタの損失が含まれます。動的電力損失は、スイッチ ゲートの充電や放電などのスイッチングの結果として発生し、スイッチング周波数に比例します。 ${\displaystyle I^{2}R}$

まず、理想的でない降圧コンバータのデューティ サイクルを計算すると便利です。デューティ サイクルは次のとおりです。

${\displaystyle D={\frac {V_{\text{o}}+(V_{\text{sw,sync}}+V_{\text{L}})}{V_{\text{i}}-V_{\text{sw}}+V_{\text{sw,sync}}}}}$

どこ：

• V _{sw は}電源スイッチの電圧降下です。
• V _sw,syncは同期スイッチまたはダイオードの電圧降下であり、
• V _{L は}インダクタの電圧降下です。

上記の電圧降下はすべて静的電力損失であり、主に DC 電流に依存するため、簡単に計算できます。ダイオード降下の場合、選択したデバイスの特性に基づいて、 V _swとV _{sw,sync が}すでにわかっている場合があります。

${\displaystyle {\begin{aligned}V_{\text{sw}}&=I_{\text{sw}}R_{\text{on}}=DI_{\text{o}}R_{\text{on}}\\V_{\text{sw,sync}}&=I_{\text{sw,sync}}R_{\text{on}}=(1-D)I_{\text{o}}R_{\text{on}}\\V_{\text{L}}&=I_{\text{L}}R_{\text{DC}}\end{aligned}}}$

どこ：

• R _onは各スイッチのオン抵抗であり、
• R _{DC は}インダクタの DC 抵抗です。

デューティ サイクル方程式は、いくぶん再帰的です。まず理想的なデューティ サイクル方程式を使用して V _swとV _{sw,sync の}値を計算することで、大まかな分析を行うことができます。

MOSFET の電圧降下については、オームの法則 V = I _DS R _{DSon(sat)の MOSFET データシートの R DSon を}使用するのが一般的な近似値です。MOSFET は線形状態にあり、ドレイン - ソース間抵抗は比較的一定であるため、この近似値は許容されます。この近似値は、比較的低い V _{DS値でのみ有効です。より正確な計算を行うには、MOSFET データシートに複数の V GS値での V DS}と I _DSの関係を示すグラフが含まれています。降圧コンバータで予想される値に最も近い V _GSと I _DSでV _{DS を}観察します。^[6]

さらに、漏れ電流によって電力損失が発生します。この電力損失は単純に

${\displaystyle P_{\text{leakage}}=I_{\text{leakage}}V}$

どこ：

• I _leakageはスイッチの漏れ電流であり、
• V はスイッチにかかる電圧です。

動的電力損失は、選択されたパスデバイス（ MOSFET、パワートランジスタ、IGBTなど）のスイッチング動作によって発生します。これらの損失には、ターンオンおよびターンオフのスイッチング損失とスイッチ遷移損失が含まれます。

スイッチのターンオン損失とターンオフ損失は、次のように簡単にまとめられます。

${\displaystyle P_{\text{SW}}={\frac {VI_{\text{o}}(t_{\text{rise}}+t_{\text{fall}})}{6T}}}$

どこ：

• Vはスイッチがオフのときのスイッチにかかる電圧です。
• t _riseとt _fallはスイッチの立ち上がり時間と立ち下がり時間であり、
• Tはスイッチング周期である

しかし、これはミラープレートを形成する MOSFET の寄生容量を考慮していません。その場合、スイッチ損失は次のようになります。

${\displaystyle P_{\text{SW}}={\frac {VI_{\text{o}}\left(t_{\text{rise}}+t_{\text{fall}}\right)}{2T}}}$

MOSFET を下側スイッチに使用すると、ハイサイド スイッチのターンオフからローサイド スイッチのターンオンまでの間に、ローサイド MOSFET のボディ ダイオードが出力電流を導通する時間中に、追加の損失が発生する可能性があります。この時間は非オーバーラップ時間と呼ばれ、両方のスイッチが同時にオンになる状態である「シュートスルー」を防ぎます。シュートスルーが発生すると、深刻な電力損失と熱が発生します。非オーバーラップ時間を適切に選択するには、シュートスルーのリスクとボディ ダイオードの導通によって発生する電力損失の増加とのバランスを取る必要があります。多くの MOSFET ベースの降圧コンバータには、非オーバーラップ時間中に下側 MOSFET ボディ ダイオードの導通を助けるダイオードも含まれています。ダイオードを下側スイッチ専用に使用すると、ダイオードの順方向ターンオン時間によって効率が低下し、電圧オーバーシュートが発生する可能性があります。^[7]

ボディダイオードの電力損失もスイッチング周波数に比例し、

${\displaystyle P_{\text{D,body}}=V_{\text{F}}I_{\text{o}}t_{\text{no}}f_{\text{SW}}}$

どこ：

• V _{F は}ボディダイオードの順方向電圧であり、
• t _{no は}選択された非重複時間です。

最後に、スイッチのオン/オフに必要な電力によって電力損失が発生します。MOSFET スイッチの場合、これらの損失は、しきい値電圧と選択されたゲート電圧の間で MOSFET ゲートの容量を充電および放電するために必要なエネルギーによって支配されます。これらのスイッチ遷移損失は主にゲート ドライバで発生し、ゲート電荷の少ない MOSFET を選択するか、MOSFET ゲートを低い電圧で駆動するか (MOSFET 伝導損失が増加する)、または低い周波数で動作させることによって最小限に抑えることができます。

${\displaystyle P_{\text{Gdrive}}=Q_{\text{G}}V_{\text{GS}}f_{\text{SW}}}$

どこ：

• Q _{G は}選択されたMOSFETのゲート電荷であり、
• V _{GS は}ピークゲートソース電圧です。

N-MOSFETの場合、ハイサイドスイッチはV _iより高い電圧で駆動する必要があります。これを実現するために、MOSFETゲートドライバは通常、MOSFET出力電圧をゲートドライバにフィードバックします。次に、ゲートドライバは、ハイサイドMOSFETを駆動するときに、ゲートドライバの電源電圧に自身の電源電圧を追加して、ゲートドライバの電源電圧と等しいV _GSを実現します。^[8] ローサイドV _GSはゲートドライバの電源電圧であるため、ハイサイドとローサイドのMOSFETの V _GS値は非常に近くなります。

降圧コンバータの完全な設計には、さまざまな電力損失のトレードオフ分析が含まれます。設計者は、完成した設計の予想される用途に応じてこれらの損失のバランスを取ります。スイッチング周波数が低いことが予想されるコンバータには、ゲート遷移損失が低いスイッチは必要ありません。一方、高いデューティ サイクルで動作するコンバータには、伝導損失が低いローサイド スイッチが必要です。

同期降圧コンバータは、ダイオード D を 2 番目のスイッチ S ₂に置き換えた、基本的な降圧コンバータ回路トポロジの修正版です。この修正は、コストの増加と効率の向上の間のトレードオフです。

標準的な降圧コンバータでは、ダイオードの両端の電圧が上昇するため、スイッチがオフになった直後にフライバックダイオードが自動的にオンになります。ダイオードの両端の電圧降下により、次の電力損失が発生します。

${\displaystyle P_{\text{D}}=V_{\text{D}}(1-D)I_{\text{o}}}$

どこ：

• V _{D は負荷電流}I _oにおけるダイオードの電圧降下であり、
• Dはデューティサイクルであり、
• I _{o は}負荷電流です。

ダイオードを低損失のスイッチに置き換えることで、コンバータの効率を向上させることができます。たとえば、S _{2に非常に低い}R _{DSon を}持つMOSFETを選択すると、スイッチ₂での電力損失が

${\displaystyle P_{S_{2}}=I_{\text{o}}^{2}R_{\text{DSon}}(1-D)}$

どちらの場合も、電力損失はデューティ サイクル D に大きく依存します。フリーホイール ダイオードまたは下側スイッチの電力損失は、オン時間に比例します。したがって、低デューティ サイクル動作用に設計されたシステムでは、フリーホイール ダイオードまたは下側スイッチでの損失が大きくなり、このようなシステムでは同期降圧コンバータ設計を検討することが有利です。

入力が 5 V、出力が 3.3 V、負荷電流が 10 Aのコンピュータ電源を考えてみましょう。 この場合、デューティ サイクルは 66% になり、ダイオードは 34% の時間オンになります。順方向電圧が 0.7 V の一般的なダイオードでは、2.38 W の電力損失が発生します。ただし、R _DSonが0.015 Ω の適切に選択された MOSFET では、伝導損失はわずか 0.51 W です。これは、効率の向上と発熱の減少につながります。

同期コンバータのもう 1 つの利点は、双方向であることであり、これは回生ブレーキを必要とするアプリケーションに適しています。電力が「逆」方向に転送される場合、同期コンバータはブースト コンバータのように動作します。

同期降圧コンバータの利点は、コストなしに得られるものではありません。まず、下側のスイッチは通常、フリーホイール ダイオードよりもコストがかかります。次に、相補出力スイッチ ドライバが必要なため、コンバータの複雑さが大幅に増加します。

このようなドライバは、両方のスイッチが同時にオンになるのを防ぐ必要があります。これは「シュートスルー」と呼ばれる障害です。シュートスルーを回避するための最も単純な手法は、S _{1のオフから S 2}のオンまでの時間遅延、およびその逆です。ただし、この時間遅延を S ₁と S _{2 の}両方がオンにならないように十分長く設定すると、それ自体が過剰な電力損失につながります。この状態を防ぐための改良された手法は、適応型「非オーバーラップ」保護と呼ばれ、スイッチ ノード (S ₁、S _{2 、}および L が結合されているポイント) の電圧を感知してその状態を判断します。スイッチ ノードの電圧が事前に設定されたしきい値を超えると、時間遅延が開始されます。したがって、ドライバは、固定の非オーバーラップ時間でこの柔軟性が引き起こす過剰な電力損失なしに、多くの種類のスイッチに適応できます。

ローサイド スイッチとハイサイド スイッチの両方が負荷過渡に応答してオフになり、ローサイド MOSFET のボディ ダイオードまたはそれと並列の別のダイオードがアクティブになります。ローサイド スイッチの電圧降下が大きいと、電流出力が低減し、新しい負荷要件に早く対応できるため、有利になります。

多相降圧コンバータは、基本的な降圧コンバータ回路が入力と負荷の間に並列に配置される回路トポロジです。n個の「フェーズ」のそれぞれは、スイッチング周期にわたって等間隔でオンになります。この回路は通常、上記の同期降圧トポロジで使用されます。

このタイプのコンバータは、スイッチング損失の増加を招くことなく、 n倍の速さでスイッチングした場合と同じ速さで負荷の変化に対応できます。したがって、最新のマイクロプロセッサなどの急速に変化する負荷に対応できます。

スイッチングリップルも大幅に減少します。有効周波数の増加による減少だけでなく、^{[9]デューティサイクルの}n倍が整数のときはいつでもスイッチングリップルは0になります。つまり、スイッチオンされている位相でのインダクタ電流の増加率は、スイッチオフされている位相でのインダクタ電流の減少率と正確に一致します。

もう 1 つの利点は、負荷電流が多相コンバータのn相に分割されることです。この負荷分割により、各スイッチの熱損失をより広い領域に分散できます。

この回路トポロジは、コンピュータのマザーボードで12Vの_DC 電源をCPUに適した低電圧（約1V）に変換するために使用されます。現代のCPUの電力要件は200Wを超えることがあり 、^[10]非常に急速に変化する可能性があり、リップル要件は10mV未満と非常に厳しいです 。主流のマザーボードに見られる典型的なCPU電源は3相または4相を使用していますが、ハイエンドシステムでは16相以上のものもあります。

マルチフェーズ コンバータに固有の大きな課題の 1 つは、負荷電流がnフェーズにわたって均等にバランスされていることを確認することです。この電流バランスは、さまざまな方法で実行できます。電流は、インダクタまたは下側のスイッチ (オンになっているとき) の両端の電圧を感知することで、「ロスレス」で測定できます。この手法は、バック コンバータ トポロジに固有の抵抗損失に依存しているため、ロスレスであると見なされます。別の手法は、回路に小さな抵抗器を挿入し、その両端の電圧を測定することです。このアプローチはより正確で調整可能ですが、スペース、効率、および費用など、いくつかのコストがかかります。

最後に、入力で電流を測定できます。電圧は、上部スイッチの両端でロスなく測定するか、電力抵抗器を使用して測定し、消費電流を概算できます。この方法は、スイッチング ノイズを簡単に除去できないため、技術的に困難です。ただし、各位相にセンス抵抗器を設けるよりも安価です。

効率に影響を与える主な現象は、伝導損失とスイッチング損失の 2 つです。

導通損失は、電流がコンポーネントを流れるときに発生するため、負荷に依存します。トランジスタまたは MOSFET スイッチが導通しているときの抵抗のジュール効果、インダクタの巻線抵抗、およびコンデンサの等価直列抵抗によって発生します。この場合、損失は電流の 2 乗に比例します。導通損失は、ダイオードの順方向電圧降下 (通常0.7 V、ショットキー ダイオードの場合は0.4 V ) によっても発生し、この場合、電流に比例します。

トランジスタとダイオードでは、閉状態と開状態の間の遷移中に電圧と電流が重なるとスイッチング損失が発生します。ショットキーダイオードを使用すると、通常のPNダイオードの逆回復によって発生するスイッチング損失を最小限に抑えることができます。^[11]スイッチング損失はスイッチング周波数に比例します。

実際の降圧コンバータでは、出力電圧やインダクタ電流を制御するコマンド回路も存在します。この回路とMOSFETゲートコントローラは電力を消費し、コンバータ全体の効率に影響を与えます。^[12]

降圧コンバータは、インピーダンス整合を利用して電力伝送を最大化するために使用できます。この応用例として、太陽光発電システムでよく使用される最大電力点トラッカーが挙げられます。これは、インピーダンスが動的に変化するアプリケーションで特に役立ちます。

• 分割パイトポロジー

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• https://www.ipes.ethz.ch/mod/lesson/view.php?id=2 インタラクティブパワーエレクトロニクスセミナー（iPES）] コンバータの動作をデモンストレーションする多くのJavaアプレット
• デジタル降圧コンバータのモデルベース制御 DC-DC降圧コンバータの低コストデジタル制御のための説明と動作するVisSimソースコード図
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