共通ソース

電子工学において、共通ソース 増幅器は、3 つの基本的なシングルステージ電界効果トランジスタ(FET) 増幅器トポロジーの 1 つであり、通常は電圧増幅器またはトランスコンダクタンス 増幅器として使用されます。FET が共通ソース、共通ドレイン、または共通ゲートのいずれであるかを判断する最も簡単な方法は、信号がどこから入り、どこから出るかを調べることです。残りの端子は「共通」と呼ばれます。この例では、信号はゲートに入り、ドレインから出ます。残っている端子はソースのみです。これが共通ソース FET 回路です。類似のバイポーラ接合トランジスタ回路は、トランスコンダクタンス増幅器または電圧増幅器として考えることができます (増幅器の分類を参照)。トランスコンダクタンス増幅器の場合、入力電圧は負荷に流れる電流を変調するものとみなされます。電圧増幅器の場合、入力電圧は FET を流れる電流を変調し、オームの法則に従って出力抵抗の両端の電圧を変更します。しかし、FET デバイスの出力抵抗は通常、妥当なトランスコンダクタンス アンプ (理想的には無限大) には十分に高くなく、適切な電圧アンプ (理想的にはゼロ) には十分に低くありません。以下の式に示すように、電圧ゲインは負荷抵抗に依存するため、スピーカー (抵抗 8 オーム) などの低抵抗デバイスの駆動には適用できません。もう 1 つの大きな欠点は、アンプの高周波応答が限られていることです。したがって、実際には、より好ましい出力および周波数特性を得るために、出力は多くの場合、電圧フォロワ (共通ドレインまたは CD ステージ) または電流フォロワ (共通ゲートまたは CG ステージ) のいずれかを経由してルーティングされます。CS-CG の組み合わせは、カスコードアンプと呼ばれます。

低周波数で、簡略化されたハイブリッド π モデル(チャネル長変調による出力抵抗は考慮されない) を使用すると、次の閉ループ小信号特性を導き出すことができます。

共通ソース増幅器の帯域幅は、ミラー効果によって生じる高い静電容量のために低くなる傾向があります。ゲート-ドレイン容量は実質的に係数 で乗算されるため、合計入力静電容量が増加し、全体的な帯域幅が低下します。 ${\displaystyle 1+|A_{\text{v}}|\,}$

図 3 は、アクティブ負荷を備えた MOSFET 共通ソース増幅器を示しています。図 4 は、出力ノードに負荷抵抗器R _Lが追加され、入力ノードに印加電圧V _Aと直列抵抗R _Aのテブナン ドライバが追加された場合の対応する小信号回路を示しています。この回路の帯域幅の制限は、ゲートとドレイン間のトランジスタ寄生容量C _gdとソースの直列抵抗R _Aの結合に起因します。(他の寄生容量もありますが、帯域幅に二次的な影響しか及ぼさないため、ここでは無視します。)

ミラーの定理を使用すると、図 4 の回路は図 5 の回路に変換され、回路の入力側にミラー容量 C _{M が表示されます。} C _M​​ のサイズは、図 5 の入力回路の電流をミラー容量i _Mに等しくすることで決定されます。これは次の式で表されます。

${\displaystyle \ i_{\mathrm {M} }=j\omega C_{\mathrm {M} }v_{\mathrm {GS} }=j\omega C_{\mathrm {M} }v_{\mathrm {G} }}$、

図4のコンデンサC _gdによって入力から引き出される電流、つまりjωC _gd v _GD。これら2つの電流は同じであり、ミラー容量が次のように与えられる場合、2つの回路は同じ入力動作を持ちます。

${\displaystyle C_{\mathrm {M} }=C_{\mathrm {gd} }{\frac {v_{\mathrm {GD} }}{v_{\mathrm {GS} }}}=C_{\mathrm {gd} }\left(1-{\frac {v_{\mathrm {D} }}{v_{\mathrm {G} }}}\right)}$。

通常、ゲインv _D / v _Gの周波数依存性は、アンプのコーナー周波数よりいくらか高い周波数でも重要ではありません。つまり、低周波ハイブリッドπモデルはv _D / v _{G を}決定するのに正確です。この評価はミラーの近似^[1]であり、推定値を提供します (図 5 で静電容量をゼロに設定するだけです)。

${\displaystyle {\frac {v_{\mathrm {D} }}{v_{\mathrm {G} }}}\approx -g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })}$、

ミラー容量は

${\displaystyle C_{\mathrm {M} }=C_{\mathrm {gd} }\left(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })\right)}$。

利得g _m ( r _O || R _{L ) は}R _Lが大きいと大きくなるため、寄生容量C _{gd が}小さくてもアンプの周波数応答に大きな影響を与える可能性があり、この影響を打ち消すために多くの回路トリックが使用されています。トリックの 1 つは、共通ゲート(電流フォロワー) 段を追加してカスコード回路を作成することです。電流フォロワー段は、共通ソース段に対して非常に小さい負荷、つまり電流フォロワーの入力抵抗 ( R _L ≈ 1 / g _m ≈ V _ov / (2 I _D ) 、共通ゲートを参照) を提示します。R _{L が}小さいとC _{M が}減少します。^[2]共通エミッタ増幅器に関する記事では、この問題の他の解決策について説明しています。

図 5 に戻ると、ゲート電圧は電圧分割によって入力信号と次のように関係します。

${\displaystyle v_{\mathrm {G} }=V_{\mathrm {A} }{\frac {1/(j\omega C_{\mathrm {M} })}{1/(j\omega C_{\mathrm {M} })+R_{\mathrm {A} }}}=V_{\mathrm {A} }{\frac {1}{1+j\omega C_{\mathrm {M} }R_{\mathrm {A} }}}}$。

帯域幅（3 dB 周波数とも呼ばれる）は、信号が低周波値の1/ √ 2に低下する周波数です。（デシベルでは、 dB( √ 2 ) = 3.01 dB）。 1/ √ 2への低下は、ωC _M R _A = 1 のときに発生し、このωの値（この値をω _{3 dB}と呼ぶことにします）での入力信号はv _G = V _A / (1+j) になります。（1+j）の大きさは= √ 2です。その結果、3 dB 周波数f _{3 dB} = ω _{3 dB} / (2π) は次のようになります。

${\displaystyle f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }C_{\mathrm {M} }}}={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })]}}}$。

寄生ゲート・ソース間容量C _{gs を}解析に含めると、それは単にC _Mと並列になるので、

${\displaystyle f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }(C_{\mathrm {M} }+C_{\mathrm {gs} })}}={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gs} }+C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} }))]}}}$。

ソース抵抗R _{Aが小さい場合は}f _{3 dB}が大きくなることに注意してください。したがって、容量のミラー増幅は、R _{A が}小さい場合は帯域幅にほとんど影響しません。この観察は、帯域幅を増やすための別の回路トリックを示唆しています。ドライバと共通ソース段の間に共通ドレイン（電圧フォロワ）段を追加して、ドライバと電圧フォロワを組み合わせたテブナン抵抗が元のドライバのR _Aよりも小さくなるようにします。^[3]

図 2 の回路の出力側を調べると、ゲインv _D / v _{Gの周波数依存性がわかり、ミラー容量の低周波評価が}f _{3 dB}よりも大きい周波数fでも適切であることが確認できます。(回路の出力側がどのように処理されるかについては、 極分割に関する記事を参照してください。)

• ミラー効果
• 極分割
• 共通ゲート
• 共通排水溝
• 共通基盤
• 共通エミッタ
• 共通コレクタ

• 共通ソース増幅段