漏洩波アンテナ

漏洩波アンテナ( LWA ) は、より一般的な進行波アンテナのクラスに属し、主な放射メカニズムとしてガイド構造上の進行波を使用します。進行波アンテナは、一般的に低速波アンテナと高速波アンテナの 2 つのカテゴリに分類され、通常は漏洩波アンテナと呼ばれます。

漏洩波アンテナの進行波は高速波であり、位相速度は光速を超えます。このタイプの波は長さに沿って連続的に放射されるため、伝播波数 k z は位相定数と減衰定数の両方で構成される複素数です。このタイプのアンテナを使用すると、サイドローブ レベルが低く、任意の指定角度で指向性の高いビームを実現できます。波の位相定数β はビーム角度を制御し (これは周波数を変更することで変化します)、減衰定数α はビーム幅を制御します。また、開口部の分布を簡単にテーパー状にして、サイドローブ レベルまたはビーム形状を制御することもできます。漏洩波アンテナは、ガイド構造のタイプに応じて、均一と周期の 2 つの重要なカテゴリに分類できます。

均一構造は、構造の長さに沿って均一な（一定した）断面を持ち、通常は放射を発生できるように部分的に開いた導波管の形をしています。均一構造上の導波は高速波であるため、伝播するときに放射します。

周期的漏洩波アンテナ構造は、何らかの方法で周期的に変調された低速（非放射）波をサポートする均一な構造で構成されています。低速波は不連続で放射されるため、周期的な変調（不連続）により、波は構造の長さに沿って連続的に放射されます。より洗練された観点から見ると、周期的な変調により、無限の数の空間高調波（フロケモード）で構成される誘導波が作成されます。メイン（n  = 0）空間高調波は低速波ですが、空間高調波の 1 つ（通常はn  = −1）は高速波になるように設計されており、この高調波が放射波です。

均一漏洩波アンテナの典型的な例は、縦方向のスロットを備えた空気充填長方形導波管です。この単純な構造は、すべての均一漏洩波アンテナに共通する基本特性を示しています。基本的な TE 10導波管モードは高速波で、 です。ここで、k 0は真空波数です。放射により、開いた導波管構造内の伝搬モードの波数 k z が複雑になります。定常位相原理を応用すると、次のことがわかります。 ${\displaystyle \beta ={\sqrt {k_{0}^{2}-\left({\frac {\pi }{a}}\right)^{2}}}}k_{0}}$

${\displaystyle {\frac {\beta }{k_{0}}}={\frac {c}{v_{\text{ph}}}}={\frac {\lambda _{0}}{\lambda _{\text{g}}}}\simeq \sin \theta _{m}}$

ここで、θ mはブロードサイド（x 方向）からの最大放射角度、λ 0は真空中の光速度と波長、 λ g は導波波長です。均一な LWA ではよくあることですが、ビームはブロードサイド（θ m =0）に近づきすぎてスキャンすることはできません。これは、これが導波管のカットオフ周波数に対応するためです。さらに、ビームはエンドファイア（θ m =90°、z 方向）に近づきすぎてスキャンすることはできません。これは、少なくとも空気で満たされた導波管の場合、高次モードが伝搬できるカットオフよりかなり高い周波数での動作が必要になるためです。スキャンは、正の z 方向に移動する波に対して、前方象限のみ（0<θ m <Π/2）に制限されます。 ${\displaystyle c}$

この 1 次元 (1D) の漏洩波開口分布により、xz 平面 (H 平面) では狭い形状、交差平面では広い形状の「ファンビーム」が生成されます。このような 1D 放射器のアレイを使用することで、「ペンシルビーム」を作成できます。スロー波構造とは異なり、α の値が十分に小さい場合、任意の角度で非常に狭いビームを作成できます。半電力点 ( ) 間で測定されるビーム幅の簡単な式は次のとおりです。 ${\displaystyle \simeq -3\,{\text{dB}}}$

${\displaystyle \Delta \theta \simeq {\frac {1}{{\frac {L}{\lambda _{0}}}\ \cos \theta _{m}}}}$

ここで、L は漏洩波アンテナの長さ、Δθ はラジアンで表されます。放射される電力の 90% については、次のように想定できます。

${\displaystyle {\frac {L}{\lambda _{0}}}\simeq {\frac {0.18}{\alpha /k_{0}}}\Rightarrow \Delta \theta \propto {\frac {\alpha {k_{0}}}}$

漏洩は導波構造のスリットの長さにわたって発生するため、漏洩率が非常に大きく、スリットの端に到達する前に電力が実質的に漏洩しない限り、全長がアンテナの有効開口を構成します。減衰定数が大きいということは有効開口が短いことを意味し、放射ビームのビーム幅は広くなります。逆に、α の値が小さいと、物理的開口が十分に長い場合、有効開口が長くなり、ビームは狭くなります。電力は長さに沿って連続的に放射されるため、厳密に均一な形状の漏洩波アンテナの開口フィールドは指数関数的に減衰し (通常は緩やか)、サイドローブの挙動は悪くなります。サイドローブが存在するのは、基本的に構造が z に沿って有限であるためです。ただし、導波構造の断面形状を変更して、ある点 z での α の値を変更すると、その点の β の値もわずかに変更される可能性があります。ただし、β は変更してはならないため、β の値を復元するにはジオメトリをさらに変更する必要があり、それによって α も多少変更されます。

実際には、この問題に対処するには 2 段階のプロセスが必要になる場合があります。その場合、β を一定 (つまり最大放射角度) に維持しながら、α の値を指定された方法で長さに沿ってゆっくりと変化させ、開口分布 A(z) の振幅を調整して、目的のサイドローブ性能を実現します。均一漏洩波アンテナは、空気で満たされたものと部分的に誘電体で満たされたものに分けることができます。最初のケースでは、横波数 k t は周波数に対して一定であるため、周波数を変えてビームをスキャンしても、放射のビーム幅は正確に一定のままです。実際、次の理由によります。

${\displaystyle \cos^{2}\vartheta_{m}\simeq 1-\left({\frac {\beta}{k_{0}}}\right)^{2}}$

どこ：

${\displaystyle k_{0}^{2}=k_{t}^{2}+\beta ^{2}\Rightarrow \left({\frac {\beta }{k_{0}}}\right)^{2}=1-\left({\frac {k_{t}}{k_{0}}}^{2}\right)}$

${\displaystyle \Rightarrow \cos \vartheta _{m}\simeq \Delta \theta \simeq {\frac {2\pi }{k_{t}L}}={\frac {\lambda _{c}}{ L}}}$

周波数に依存しません (λ cはカットオフ波長)。対照的に、ガイド構造が部分的に誘電体で満たされている場合、横波数 k t は周波数の関数であるため、ビームが周波数スキャンされると Δθ が変化します。一方、周波数感度、つまり周波数が変化するとビーム角度がスキャンする速度に関しては、部分的に誘電体が充填された構造は、図 2 で明らかなように、同じ周波数変化に対してより広い角度範囲をスキャンできるため、好ましいと言えます。

ミリメートル波長の要件に応じて、新しいアンテナは一般に損失の少ないオープン導波管をベースにしています。放射を得るための 1 つの可能なメカニズムは、側面を短縮することです。たとえば、非放射誘電体導波管 (NRD)を考えてみましょう。

金属板間の間隔 a は λ 0 /2 未満であるため、対称性を維持するすべての接合部と不連続部 (曲線も) は、放射コンテンツを持つのではなく、純粋に反応的になります。NRD ガイドの垂直金属板が十分に長い場合、主モード フィールドは完全に制限されます。これは、上部と下部の開放端に到達すると無視できる値に減衰するためです。図 3 のように、プレートの上部が短縮されている場合、有限振幅の進行波フィールドが上部の開放端に存在し、NRD ガイドの主モードが高速 (周波数によって高速または低速になる場合があります) の場合、電力はこの開放端から角度をつけて放射されます。

もう 1 つの考えられるメカニズムは非対称性です。図 4 に示す非対称 NRD ガイド アンテナでは、構造はまず金属壁で水平に 2 等分され、一方の端からのみ放射が行われます。この中間面では電界が垂直であるため、2 等分によって電界構造が変わることはありません。次に、誘電体領域にエア ギャップが導入され、非対称性が生まれます。その結果、少量の正味の水平電界が生成され、平行板の空気領域にモードが生成されます。これはTEM モードであり、平行板間を斜めに伝搬して開放端に到達し、そこから漏れ出します。平行板を空気領域に十分長く保持して、元のモードの垂直電界成分 (平行板ガイドではカットオフ以下の TM 1モードとして表される) が開放端で無視できる値に減衰するようにする必要があります。すると、水平電界を持つ TEM モードがアンテナ開口部に残る唯一の電界となり、電界偏波は本質的に純粋になります (開放端での不連続性によって、交差偏波の電界成分は発生しません)。

溝ガイド (図 5 参照) は、ミリ波用の低損失オープン導波管で、NRD ガイドに多少似ています。誘電体の中央領域は、より広い幅 (λ 0 /2 より大きい) の空気領域に置き換えられています。フィールドは、上下のより狭い幅の領域で再び指数関数的に減衰します。漏洩波アンテナは、最初に溝ガイドを水平に二等分することによって作成されます。これは、スタブ負荷長方形導波管にも似ています。

スタブが中心からずれている場合、非対称構造が得られ、放射します。オフセットが増加すると、減衰定数 α が増加し、ビーム幅も増加します。スタブを端まで配置すると、非常に強く放射する L 字型構造になります。

さらに、スタブが移動しても β の値はわずかにしか変化せず、α は非常に広い範囲で変化することがわかります。この特徴により、アンテナの開口部をテーパー状にしてサイドローブを制御できます。L 字型構造が強く漏れるという事実は、別の漏れメカニズム、つまり漏れやすい高次モードの使用にも関係している可能性があります。特に、溝ガイド高次モードはすべて漏れやすいことがわかります。

たとえば、最初の高次の反対称モードを考えてみましょう。構造の対称性と電界線の方向により、図 6 に示すように、構造を 2 回二分して L 字型にすることができます。

アンテナは、T 接合ネットワークに基づく横方向等価ネットワークを使用して解析できます。ネットワーク要素の表現は、単純な閉じた形式で得られますが、非常に正確です。結果として得られる回路を図 7 に示します。

通常、スタブが狭い場合、スタブの長さは波長の半分程度かそれ以下で十分です。

プリント回路技術の可能性を活用するために、以前の構造のプリント回路バージョンが開発されました。この方法では、製造プロセスでフォトリソグラフィーを利用でき、サイドローブ制御のためのテーパー設計を製造時に自動的に処理できます。

この構造は図 8 の挿入図に示されています。この新しいアンテナ構造の横方向等価ネットワークは以前のものより少し複雑で、ネットワーク要素の式は誘電体媒体を考慮して適切に変更する必要があります。さらに、変圧器の上には追加のサセプタンスが現れます。

スタブ ガイドとメイン ガイドは同じではなくなったため、波数と特性アドミタンスも異なります。また、図 8 からわかるように、スロット位置 d を変更することで α を変更できます。ただし、図 9 に示すように、この目的のために変更するのに適したパラメータは a' でもあることがわかりました。

これまでの構造の興味深いバリエーションが開発され、分析されました。これは、長方形導波管ではなく、リッジまたは段付き導波管に基づいています。長方形導波管に基づく構造では、スタブ ガイドを配置するか、縦方向のスロットを上面の中心からずらすことによって非対称性が実現されました。

ここでは上面が対称で、図 10 に示すように、メインガイド部分の下の両側の長さが等しくないことによって非対称性が作成されます。横方向の等価ネットワークは、ネットワーク要素の関連式とともに、これらの新しい構造に適用できるように適応および拡張されました。等価回路を図 11 に示します。アンテナの動作を分析すると、この形状により、最大放射角度 θ mとビーム幅 Δθ を独立して制御できることが効果的にわかります。2 つの形状パラメータを定義します。相対平均アーム長 bm/a (bm = (b l +b r )/2) と相対不平衡 Δb/b m (Δb=(b l +b r )/2) です。図 10: 段付きガイド。すると、b m /a を変更することで、 α/k 0をあまり変えずに β/k 0の値を調整できること、また、Δb/b m を変更することで、β/k 0に大きな影響を与えずに α/k 0 を広い範囲で変化させることができることがわかります。

したがって、サイドローブ レベルを制御するためのテーパー設計には、相対的な不平衡 Δb/b mのみが関係します。 横方向の等価ネットワークは、導波管の高さに 2 つの変化があるため、やや複雑になります。これは、シャント サセプタンスと理想変圧器によってモデル化できます。理想変圧器は特性インピーダンスの変化を考慮し、無効エネルギーの蓄積はサセプタンスによって考慮されます。 スキャン アレイは、漏洩波ライン ソース アンテナの 1 次元フェーズド アレイを作成することにより、2 次元でのスキャンを実現します。個々のライン ソースは、周波数を変えることで仰角方向にスキャンされます。交差面、つまり方位角でのスキャンは、ライン ソースの 1 次元アレイの給電構造内に配置された位相シフタによって行われます。したがって、放射はペンシル ビームの形で発生し、仰角と方位角の両方で円錐スキャン方式でスキャンされます。ライン ソース間の間隔は、グレーティング ローブが発生しないように選択され、正確な分析により、どこにも死角が現れないことが示されています。説明したアレイは、すべての相互結合効果を考慮したユニット セル アプローチによって正確に分析されています。各ユニット セルには個別のライン ソース アンテナが組み込まれていますが、他のすべてのアンテナも存在します。ユニット セルの放射終端により、横方向の等価ネットワークが変更されます。したがって、アレイ分析の重要な新機能は、スキャン角度の関数として 2 次元環境のユニット セルのアクティブ アドミタンスを決定することです。β と α の値が位相シフトによって変化しない場合は、スキャンは正確に円錐状になります。ただし、これらの値はわずかにしか変化しないため、円錐スキャンからの偏差は小さいことがわかります。次に、ブラインド スポットが存在するかどうかを検討します。ブラインド スポットとは、アレイが電力を放射または受信できない角度を指します。したがって、ある角度でブラインド スポットが発生した場合、そのスキャン角度で α の値が急速にゼロになります。ブラインド スポットを確認するには、スキャン角度の関数として α/k 0の曲線に急激な低下がないか調べます。そのような低下は見つかりませんでした。このタイプの典型的なデータは、ビームが地面に当たる円錐スキャン範囲の終わりに達すると曲線が急速にゼロに低下するまで、 α/k 0に対してかなり平坦な動作を示します。

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